Letölthető módszerek a kvarcszűrők beállításához. Adó-vevő kristályszűrő
F. Sharapov
Rádiótervezés N 11
A rádióamatőr szakirodalomban többféle módszert adtak a kvarcszűrők beállítására. Mindegyik megközelítőleg egyforma, és a kvarc paramétereinek mérése és a meglehetősen nehézkes matematikai számítások elvégzése érdekében az előzetes prototípus-készítéshez vezet. A telepítés után azonban a szűrő kapott frekvenciaválasza (AFC) általában nagyon messze van a kívánttól. Nyilvánvalóan befolyásolja a szűrőelemek paramétereinek szóródása és a nehezen figyelembe vehető beépítési kapacitások. Emiatt sok időt kell fordítani a frekvenciamenet korrekciójára a szűrőkapacitások és a lezáró ellenállások kiválasztásával.
A fentiek alapján felmerült az ötlet, hogy a számításokat végleg elhagyjuk. Mivel eredményeik tökéletlenek, és prototípus helyett csak a kvarc rezonátorok működőképességének ellenőrzésére szorítkozunk (ehhez elég egy egyszerű generátor egyetlen tranzisztoron és egy oszcilloszkóp), és a fő szűrőparaméterek beállításával. változó kondenzátorok (CPB).
1. ábra Kvarcszűrők "párhuzamos" kapacitással
Az AA és BB nyilak a KPI bekapcsolásának második lehetőségét mutatják. Az R1, R4 (0 ... 300 Ohm) ellenállásokat nagy emisszió jelenlétében kell felszerelni a frekvenciamenetben. A C4 * kondenzátor 0 és 30 pF közötti tartományban van kiválasztva.
A kondenzátorok számának minimalizálása érdekében olyan szűrőáramköröket választottunk, amelyek csak párhuzamos kapacitásokat tartalmaznak, 1. ábra. Mivel a szűrők szimmetrikusak (bemeneti-kimeneti viszonyukat tekintve), lehetségesnek bizonyult a 12-495 pF kapacitású műsorszóró vevőkészülékek kettős KPI-jei használata. Ezen kívül szüksége lesz még egy, pF-ben előkalibrált, egyrészes változtatható kondenzátorra.
A szűrő beállítása a következő.
A hangoláshoz szükség lehet egy X1-38 vagy hasonló amplitúdó-frekvencia karakterisztikát mérő készülékre. Oszcilloszkópot és házi készítésű előtagot használok (lásd alább).
Kezdetben az összes kondenzátort 30 ... 50 pF kapacitásnak megfelelő pozícióba állítják. A készülék képernyőjén a szűrő frekvenciamenetének szabályozásával, a kondenzátorok kis határokon belüli forgatásával érjük el a szükséges sávszélességet. Ezután a változó ellenállások beállításával (csak nem induktívat használjunk, pl. SP4-1) a szűrő bemenetén és kimenetén próbáljuk kiegyenlíteni a frekvenciamenet tetejét. A fenti műveleteket többször megismételjük, amíg a kívánt frekvenciaválaszt el nem érjük.
Továbbá a KPI minden egyes szakasza helyett egy előre kalibrált kondenzátort forrasztunk, amellyel a szűrő frekvenciamenetét próbáljuk optimalizálni. Méretén meghatározzuk egy állandó kondenzátor kapacitását, és cserét végzünk. Így a KPI minden szakaszát állandó kapacitású kondenzátorok helyettesítik. Ugyanezt tesszük a változtatható ellenállásokkal is, amelyeket később állandóra cserélünk.
A szűrő végső "kidolgozása" közvetlenül a helyén történik, például az adó-vevőben. A szűrő adó-vevőbe történő beszerelése után szükség lehet ezen ellenállások értékeinek korrekciójára, míg a szűrő optimális illeszkedése érdekében a keverő kimenetéhez és az IF bemenetéhez a GKCh-t és az oszcilloszkópot a szabvány szerint kell csatlakoztatni. a 2. ábrán látható diagramot.
2. ábra Kvarcszűrő csatlakoztatása a végső beállításhoz
Számos szűrő készült a leírt módszer szerint. A következőket szeretném megjegyezni. Három vagy négy kristályszűrő felállítása némi szakértelemmel legfeljebb egy órát vesz igénybe, de 8 kristályszűrővel sokkal több az idő. Ugyanakkor az első két különálló 4-kristályos szűrő előzetes konfigurálására, majd dokkolására tett kísérletek eredménytelennek bizonyultak. Paramétereik legkisebb szórása (és ez mindig megtörténik) a kapott frekvenciamenet torzulásához vezet. Érdekes megjegyezni azt is, hogy elméletileg azonos kapacitások (például С1=СЗ, az 1a. ábrán; С1=С7; СЗ=С5, az 1b. ábrán) az optimális frekvenciamenetnek megfelelő fokozatos KPI-vel történő hangolás után észrevehető terjedés.
Véleményem szerint ennek a technikának az előnye a láthatósága. A készülék képernyőjén jól látható, hogyan változik a szűrő frekvenciamenete az egyes kondenzátorok kapacitásának változásától függően. Például kiderült, hogy bizonyos esetekben elég egy kondenzátor kapacitását megváltoztatni (egy relé segítségével), hogy a szűrő sávszélessége megváltozzon anélkül, hogy annak négyszögletessége jelentősen romlana.
Amint fentebb megjegyeztük, a szűrő beállításához egy S1-77 oszcilloszkópot és egy átalakított csatlakozót használnak a frekvenciamenet mérésére.
Miért C1-77? Az a tény, hogy az oldalfalán van egy csatlakozó, amelyen a sweep generátor fűrészfog feszültsége van. Ez lehetővé teszi magának a rögzítésnek az egyszerűsítését és a fűrészfogú feszültséggenerátor (SPG) kizárását az áramköréből. Ezért nincs szükség további szinkronizálásra, és lehetővé válik a stabil frekvenciaválasz megfigyelése különböző söprési időkben. Nyilvánvalóan más típusú oszcilloszkópok is adaptálhatók, talán egy kis finomítással.
Mivel az egyszerűsített előtagot csak akkor használják, ha kvarcszűrőkkel dolgoznak a 8 MHz-es frekvencia közelében, az összes többi alsávot kizárták belőle.
Ezenkívül a használt set-top boxban kissé növelnie kell a kimeneti feszültséget. Ehhez elegendő a végfokozatot rezonánssá alakítani. Minden alkalommal rezonanciára kell hangolni, amikor új szűrőt csatlakoztatnak a kimenetére.
3. ábra Rögzítés az oszcilloszkóphoz a kvarcszűrők beállításához
Irodalom.
- V.Zalneruskas. Cikksorozat "Kvarcszűrők" Magazin "Radio" No. 1, 2, 6 1982, No. 5, 7 1983
- S. Bunin, L. Yailenko "A rövidhullám kézikönyve", szerk. "Technika" 1984
- V. Drozdov "Rövidhullámú adó-vevők" szerk. "Rádió és kommunikáció" 1988
- "Rádió" magazin 1993. 5. szám "Söprő frekvenciagenerátor"
A kristályszűrőről köztudott, hogy „félig jó adó-vevő”. A javasolt cikk bemutatja a tizenkét kristályos kvarcszűrő gyakorlati kialakítását, amely a kiváló minőségű adó-vevő és a számítógép set-top box fő választéka, amely lehetővé teszi ennek és bármely más keskeny sávú szűrőnek a konfigurálását. A közelmúltban az amatőr tervekben ugyanazon a rezonátoron készült kvarc nyolckristályos létra típusú szűrőket használják fő kiválasztási szűrőként. Ezek a szűrők viszonylag könnyen gyárthatók, és nem igényelnek nagy anyagköltségeket.
Számításukra és szimulációjukra számítógépes programokat írtak. A szűrők jellemzői teljes mértékben megfelelnek a jó minőségű jelvétel és átvitel követelményeinek. Azonban minden előnyük mellett ezeknek a szűrőknek van egy jelentős hátránya is - a frekvenciamenet bizonyos aszimmetriája (lapos alacsony frekvenciájú lejtő), és ennek megfelelően alacsony négyzetességi tényező.
Az amatőr rádió terhelése meglehetősen szigorú követelményeket határoz meg a szomszédos csatornán lévő modern adó-vevő szelektivitásával szemben, ezért a fő kiválasztó szűrőnek az áteresztősávon kívül legalább 100 dB csillapítást kell biztosítania 1,5 ... 1,8 négyzetességi tényezővel -6 / -90 dB ).
Természetesen a veszteségeknek és az egyenetlen frekvenciaátvitelnek a szűrő áteresztősávjában minimálisnak kell lenniük. pontban megfogalmazott ajánlások alapján egy tízkristályos, Csebisev-karakterisztikával rendelkező létraszűrőt választottak alapnak 0,28 dB frekvenciamenet-egyenetlenséggel.
A lejtők meredekségének növelésére a szűrő be- és kimenetével párhuzamosan további áramköröket vezettek be, amelyek sorba kapcsolt kvarc rezonátorokból és kondenzátorokból állnak.
A rezonátorok és a szűrő paramétereinek számításait a pontban leírt módszer szerint végeztem. 2,65 kHz-es szűrő sávszélesség esetén a kezdeti értékeket C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 H, Rn = 224 Ohm kaptuk. A szűrőáramkör és a kondenzátorok névleges értékeinek számított értékei az ábrán láthatók. egy.
A tervezés kvarc rezonátorokat használ televíziós PAL dekóderekhez 8,867 MHz frekvencián, amelyet a VNIISIMS (Alexandrov, Vladimir régió) gyárt. A választásban szerepet játszott a kristályparaméterek stabil ismételhetősége, kis méretei és alacsony költsége.
A ZQ2-ZQ11 kvarcrezonátorok frekvenciájának kiválasztása ±50 Hz pontossággal történt. A mérések saját készítésű önoszcillátorral és ipari frekvenciamérővel történtek. A párhuzamos áramkörökhöz tartozó ZQ1 és ZQ12 rezonátorokat más, a szűrő alapfrekvenciája alatti, illetve a szűrő alapfrekvenciájánál körülbelül 1 kHz-cel magasabb frekvenciájú kristálycsoportokból választják ki.
A szűrő 1 mm vastag, kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve (2. ábra).
A fémezés felső rétegét közös huzalként használják. A rezonátor felszerelés oldalán lévő lyukak süllyesztettek. Az összes kvarc rezonátor háza forrasztással csatlakozik egy közös vezetékre.
Az alkatrészek beszerelése előtt a szűrő PCB-t egy ónozott dobozba forrasztják, két eltávolítható fedéllel. Ezenkívül a nyomtatott vezetők oldalán egy szita-elválasztó van forrasztva, amely a rezonátorok vezetékei között halad át a tábla központi tengelyvonala mentén.
ábrán A 3. ábra a szűrő kapcsolási rajzát mutatja. A szűrőben lévő összes kondenzátor KD és KM.
A szűrő elkészítése után felmerült a kérdés: hogyan lehet otthon maximális felbontással mérni a frekvenciamenetét?
Otthoni számítógépet használtunk a mérési eredmények utólagos ellenőrzésére a szűrő frekvenciaválaszának pontonkénti ábrázolásával, szelektív mikrovoltmérővel. Rádióamatőr berendezések tervezőjeként nagyon érdekelt a DG2XK által javasolt ötlet, hogy egy kisfrekvenciás (20 Hz ... 22 kHz) spektrumanalizátor számítógépes programjával mérjem meg a keskeny sávú amatőr frekvenciaválaszát. rádiószűrők.
Lényege abban rejlik, hogy a kvarcszűrő frekvenciaválaszának nagyfrekvenciás spektrumát hagyományos SSB detektor segítségével a kisfrekvenciás tartományba visszük át, és egy telepített spektrumanalizátor programmal rendelkező számítógép lehetővé teszi a frekvencia megtekintését. ennek a szűrőnek a reakciója a kijelzőn.
A DG2XK nagyfrekvenciás jel forrásaként zener-diódán alapuló zajgenerátort használtak. Kísérleteim azt mutatták, hogy egy ilyen jelforrás legfeljebb -40 dB-ig teszi lehetővé a frekvenciaválasz megtekintését, ami nyilvánvalóan nem elegendő egy jó minőségű szűrő beállításához. Ahhoz, hogy a szűrő frekvenciamenetét -100 dB-en lássuk, az oszcillátornak rendelkeznie kell
az oldalzaj szintje a megadott érték alatt van, és az érzékelő jó linearitású, maximális dinamikatartománya nem rosszabb, mint 90 ... 100 dB.
Emiatt a zajgenerátort egy hagyományos sweep generátorra cserélték (4. ábra). A kvarc oszcillátor áramkörét vesszük alapul, amelyben a zaj relatív teljesítményspektrális sűrűsége -165 dB / Hz. Ez azt jelenti, hogy a generátor zajteljesítménye 10 kHz-es elhangolásnál 3 kHz-es sávszélességben
135 dB-lel kisebb, mint a generátor főrezgésének teljesítménye!A forráskód kissé módosult. Tehát bipoláris tranzisztorok helyett térhatású tranzisztorokat használnak, és egy L1 induktorból és VD2-VD5 varikapusokból álló áramkört sorba kötnek a ZQ1 kvarcrezonátorral. Az oszcillátor frekvenciáját a kvarc frekvenciához képest 5 kHz-en belül hangolják, ami elég egy keskeny sávú szűrő frekvencia-válaszának mérésére.
A generátorban lévő kvarc rezonátor hasonló a szűrőhöz. Rezgőfrekvenciás generátor üzemmódban a VD2-VD5 varikapcsok vezérlőfeszültségét egy VT2 unijunkciós tranzisztoron, a VT1 áramgenerátorral ellátott fűrészfogú feszültséggenerátor táplálja.
A generátor frekvenciájának kézi hangolásához egy többfordulatú R11 ellenállást használnak. A DA1 chip feszültségerősítőként működik. Az eredetileg elképzelt szinuszos vezérlőfeszültséget az MCF áthaladásának egyenetlen sebessége miatt a szűrő frekvenciamenetének különböző szakaszaiban fel kellett hagyni, és a maximális felbontás elérése érdekében a generátor frekvenciáját 0,3 Hz-re csökkentették. Az SA1 kapcsoló kiválasztja a "fűrész" generátor frekvenciáját - 10 vagy 0,3 Hz. A GKCH frekvencia eltérését egy R10 hangoló ellenállás állítja be.
A detektorblokk sematikus diagramja az ábrán látható. 5. A kvarcszűrő kimenetének jele az X2 bemenetre kerül, ha az L1C1C2 áramkört szűrőterhelésként használják.
Ha a méréseket aktív ellenállással terhelt szűrőkön végzik, erre az áramkörre nincs szükség. Ezután a terhelő ellenállás jele az X1 bemenetre kerül, és az X1 bemenetet az áramkörrel összekötő vezetőt eltávolítják az érzékelő nyomtatott áramköri lapjáról.
A 90 dB-nél nagyobb dinamikatartománnyal rendelkező forráskövető egy erős VT1 térhatású tranzisztoron megfelel a szűrő terhelési ellenállásának és a keverő bemeneti impedanciájának. Az érzékelő a VT2, VT3 térhatású tranzisztorokon alapuló passzív kiegyensúlyozott keverő sémája szerint készül, és dinamikus tartománya meghaladja a 93 dB-t.
A tranzisztorok kombinált kapui a C17L2C20 és C19L3C21 P-áramkörökön keresztül 3...4V (rms) ellenfázisú szinuszos feszültséget kapnak a referenciaoszcillátortól. A detektor DD1 chipen készült referenciaoszcillátora 8,862 MHz frekvenciájú kvarc rezonátorral rendelkezik.
A keverő kimenetén kialakuló alacsony frekvenciájú jelet a DA1 chipen lévő erősítő körülbelül 20-szorosára erősíti. Mivel a személyi számítógépek hangkártyái viszonylag alacsony impedanciájú bemenettel rendelkeznek, az érzékelőbe egy nagy teljesítményű K157UD1 műveleti erősítő van beépítve. Az erősítő frekvenciamenetét úgy állítottuk be, hogy 1 kHz alatt és 20 kHz felett körülbelül -6 dB oktávonkénti erősítés lesz.
Az oszcillátor kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve (6. ábra). A tábla felső rétege közös vezetékként szolgál, a vele nem érintkező részek vezetékeinek furatai süllyesztettek.
A tábla egy 40 mm magas dobozban van forrasztva, két levehető burkolattal. A doboz bádoglemezből készült. Az L1, L2, L3 induktorok karbonilvasból készült trimmerekkel 6,5 mm átmérőjű szabványos keretekre vannak feltekerve, és képernyőkbe helyezve. Az L1 40 menetes PEV-2 0,21 vezetéket, az L3 és L2 - 27, illetve 2+4 menetes PELSHO-0,31 vezetéket tartalmaz.
Az L2 tekercs az L3 tetejére van feltekerve, közelebb a „hideg” véghez. Minden fojtó szabványos - DM 0,1 68 μH. Fix ellenállások MLT, tuning R6, R8 és R10 típusú SPZ-38. Többfordulatú ellenállás - PPML. Állandó kondenzátorok - KM, KLS, KT, oxid - K50-35, K53-1.
A GKCH létrehozása a maximális jel beállításával kezdődik a fűrészfogú feszültséggenerátor kimenetén. A DA1 mikroáramkör 6. érintkezőjén lévő jelet oszcilloszkóppal vezérelve az R8 (erősítés) és R6 (előfeszítés) trimmelő ellenállások beállítják a diagramon látható jel amplitúdóját és alakját az A pontban. Az R12 ellenállás kiválasztásával stabil generálás a jelkorlátozási módba lépés nélkül történik.
A C14 kondenzátor kapacitásának kiválasztásával és az L2L3 áramkör beállításával a kimeneti oszcillációs rendszer rezonanciára van hangolva, ami garantálja a generátor jó terhelhetőségét. Az L1 tekercsvágó 8,8586-8,8686 MHz-en belül állítja be az oszcillátor hangolási határait, ami csak kis mértékben fedi le a tesztelt kvarcszűrő frekvenciaátviteli sávját. A GKCh maximális szerkezetátalakításának biztosítása érdekében
(legalább 10 kHz) az L1, VD4, VD5 csatlakozási pont körül a felső fóliaréteget eltávolítjuk. Terhelés nélkül a generátor kimeneti szinuszos feszültsége 1V (effektív).
Az érzékelő egység kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra készül (7. ábra).
A felső fóliaréteget közös huzalként használják. A közös vezetékkel nem érintkező részek levezetésére szolgáló furatok süllyesztve vannak.
A tábla 35 mm magas bádogdobozban van forrasztva, levehető fedelekkel. Felbontása a melléklet gyártási minőségétől függ.
Az L1-L4 tekercsek 32 menetes PEV-0.21 huzalt tartalmaznak, amelyek 6 mm átmérőjű keretekre vannak feltekerve. Trimmelők tekercsben SB-12a páncélmagból. Minden DM-0.1 típusú fojtó. Induktivitás L5 - 16 μH, L6, L8 - 68 μH, L7 - 40 μH. A T1 transzformátor egy K10 x 6 x 3 mm méretű gyűrű alakú ferrit mágneses áramkörre van feltekerve, és a primer tekercsben 7 menet, a szekunder tekercsben pedig 2 x 13 menetes PEV-0,31 vezeték található.
Minden tuning ellenállás - SPZ-38. A blokk előhangolása során egy nagyfrekvenciás oszcilloszkóp vezérli a szinuszos jelet a VT2, VT3 tranzisztorok kapuinál, és szükség esetén beállítja az L2, L3 tekercseket. Az L4 trimmer tekercs a referenciaoszcillátor frekvenciáját a szűrő sávszélessége alatt 5 kHz-cel távolítja el. Erre azért van szükség, hogy csökkentsék a különböző interferenciák számát, amelyek csökkentik az eszköz felbontását a spektrumanalizátor munkaterületén.
Az oszcillátor egy kvarcszűrőhöz csatlakozik egy megfelelő oszcillációs áramkörön keresztül egy kapacitív osztóval (8. ábra).
A hangolás során ez alacsony csillapítást és hullámzást tesz lehetővé a szűrő áteresztősávjában.
A második illesztő oszcillációs áramkör, mint már említettük, a detektorcsatlakozóban található. A mérőáramkör összeállítása és a set-top box (X3 csatlakozó) kimenetének egy személyi számítógép hangkártyájának mikrofon- vagy vonalbemenetére történő csatlakoztatása után elindítjuk a spektrumanalizátor programot. Több ilyen program is létezik. A szerző a SpectraLab v.4.32.16 programot használta, amely a következő címen található: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. A program könnyen használható és nagyszerű funkciókkal rendelkezik.
Elindítjuk tehát a „SpektroLab” programot, és a GKCH (kézi vezérlésű módban) és a referenciaoszcillátor frekvenciájának beállításával a detektorcsatolásban a GKCh spektrogram csúcsát 5 kHz körüli értékre állítjuk. Továbbá a detektorcsatlakozó keverőjének kiegyensúlyozásával a második harmonikus csúcsa a zajszintre csökken. Ezt követően a GKCh mód bekapcsol, és a monitoron megjelenik a vizsgált szűrő régóta várt frekvenciaválasza. Először a 10 Hz-es lengésfrekvenciát kapcsoljuk be, majd a középfrekvencia R11, majd az R10 lengési sáv beállításával (4. ábra) egy elfogadható „képet” állítunk be a szűrő frekvenciamenetéről valós időben. A mérések során az illesztő áramkörök beállításával minimális áteresztősáv hullámzás érhető el.
Továbbá az eszköz maximális felbontásának eléréséhez bekapcsoljuk a 0,3 Hz-es lengésfrekvenciát, és beállítjuk a Fourier transzformációs pontok maximális számát (FFT, a szerzőnek 4096 ... 8192), valamint az átlagoló paraméter minimális értékét. (Átlagolás, a szerzőnek 1 van) a programban.
Mivel a karakterisztikát a GKCh több menetében megrajzolják, a tárolócsúcs voltmérő üzemmód (Hold) bekapcsol. Ennek eredményeként a monitoron megkapjuk a vizsgált szűrő frekvenciaválaszát.
Az egérkurzor segítségével megkapjuk a kapott frekvenciaválasz szükséges digitális értékeit a kívánt szinteken. Ebben az esetben nem szabad megfeledkezni a referenciaoszcillátor frekvenciájának méréséről a detektorcsatlakozásban, hogy megkapjuk a frekvenciaválasz pontok frekvenciájának valódi értékét.
A kezdeti „kép” kiértékelése után a ZQ1n ZQ12 soros rezonancia frekvenciáit a szűrő frekvenciamenetének alsó, illetve felső lejtőihez igazítjuk, elérve a -90 dB maximális négyzetességet.
Összefoglalva, a nyomtató használatával teljes értékű „dokumentumot” kapunk a gyártott szűrőhöz. Példaként az ábrán látható. A 9. ábra ennek a szűrőnek a frekvenciaválaszának spektrogramját mutatja. Ugyanitt látható a GKCH jel spektrogramja is. A frekvenciamenet bal oldali meredekségének látható egyenetlenségeit -3 ... -5 dB szinten a ZQ2-ZQ11 kvarcrezonátorok átrendezésével küszöböljük ki.
Ennek eredményeként a következő szűrőkarakterisztikákat kapjuk: sávszélesség szint szerint - 6 dB - 2,586 kHz, frekvenciamenet egyenetlensége az áteresztősávban - kevesebb, mint 2 dB, négyszögletességi tényező szintenként - 6/-60 dB - 1,41; szintek szerint - 6/-80 dB 1,59 és szintek szerint - 6/-90 dB - 1,67; csillapítás a sávban - kevesebb, mint 3 dB, és a sáv mögött - több mint 90 dB.
A szerző a kapott eredmények ellenőrzése mellett döntött, és pontról pontra megmérte a kvarcszűrő frekvenciamenetét. A mérésekhez egy jó csillapítós szelektív mikrovoltmérőre volt szükség, ami egy HMV-4 típusú (Lengyelország) mikrovoltmérő volt, 0,5 μV névleges érzékenységgel (ugyanakkor jól rögzíti a 0,05 μV-os jeleket is) és egy 100 dB-es csillapító.
Ehhez a mérési lehetőséghez az 1. ábrán látható sémát állítottuk össze. 10. A szűrő bemenetén és kimenetén lévő illesztő áramkörök gondosan árnyékoltak. Az árnyékolt összekötő vezetékek jó minőségűek. A „föld” láncok is gondosan készülnek.
A GKCH frekvenciájának zökkenőmentes megváltoztatásával az R11 ellenállással és a csillapító 10 dB-lel történő átkapcsolásával a mikrovoltmérő leolvasását vesszük, áthaladva a szűrő teljes frekvenciamenetén. A mérési adatok és az azonos skála felhasználásával elkészítjük a frekvenciamenet grafikonját (11. ábra).
A mikrovoltmérő nagy érzékenysége és a GKCH alacsony oldalzajja miatt a -120 dB szintű jelek jól rögzülnek, ami jól tükröződik a grafikonon.
A mérések eredményei a következők voltak: sávszélesség szint - 6 dB - 2,64 kHz; egyenetlen frekvenciamenet - kevesebb, mint 2 dB; -6/-60 dB négyszögletességi arány 1,386; szintek szerint - 6 / -80 dB - 1,56; szintek szerint - 6/-90 dB - 1,682; szintek szerint - 6/-100 dB - 1,864; csillapítás a sávban - kevesebb, mint 3 dB, a sáv mögött - több mint 100 dB.
A számítógépes változathoz képest a mérési eredményekben mutatkozó bizonyos eltéréseket a felhalmozódó digitális-analóg átalakítási hibák magyarázzák, amikor az elemzett jel nagy dinamikatartományban változik.
Megjegyzendő, hogy a kvarcszűrő frekvenciamenetének fenti grafikonjait minimális hangolási munkával kaptuk, és az alkatrészek gondosabb megválasztásával a szűrő karakterisztikája érezhetően javítható.
A javasolt oszcillátor áramkör sikeresen használható AGC és detektorok működtetésére. Az oszcillátor jelét a detektorra irányítva, a set-top box PC-re történő kimenetén megkapjuk az oszcilláló frekvenciájú kisfrekvenciás oszcillátor jelét, mellyel könnyen és gyorsan beállítható bármilyen szűrő és kaszkád az adó-vevő alacsony frekvenciájú útjáról.
Nem kevésbé érdekes, hogy a javasolt detektorcsatlakozást az adó-vevő panorámajelzőjének részeként használjuk. Ehhez csatlakoztasson egy 8...10 kHz sávszélességű kvarcszűrőt az első keverő kimenetére. Továbbá a vett jelet felerősítik és a detektor bemenetére juttatják. Ebben az esetben jó felbontás mellett 5-9 pontig figyelheti a levelezőinek jeleit.
G. Bragin (RZ4HK)
Irodalom:
1. Usov V. SSB kvarcszűrő. - Rádióamatőr, 1992, 6. sz., p. 39, 40.
2. Drozdov VV Amatőr KB adó-vevők. - M.: Rádió és kommunikáció, 1988.
3. Klaus Raban (DG2XK) Optimizierung von Eigenbau-Quarzfiltern mit der PC-Soundkarte. - Funkamateur, 2001. 11. szám, S. 1246-1249.
4 Frank Silva Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, S. 38.
(MS Word, ZIP)- 1,7 MB. 10 perc @ 28,8 kB/sMielőtt elkezdené a kvarcszűrő gyártását, lehetőség szerint bizonyos tartalékkal készletezzen kvarc rezonátorokat, mivel azokat előzetesen ellenőrizni és el kell utasítani. Nem ajánlott új kvarcokat beépíteni a szűrőbe - más alkatrészekhez hasonlóan ezek is öregednek. Legintenzívebben a megjelenést követő első évben változtatják gyakoriságukat.
Tehát a kvarc 9 MHz-en az első évben 180 Hz-cel megváltoztathatja a frekvenciáját, ami nagyon észrevehető. A következő 2 ... 4 évben a relatív frekvencia eltolódás nem befolyásolja a szűrő működését. A kondenzátorok is öregednek, ezért a kvarchoz hasonlóan több évig (3-tól 5-ig) öregíteni kell őket.
A kvarc rezonátorokat ugyanabból a tételből kell vásárolni, mivel a paraméterek terjedése kicsi. A jó szűrőparaméterek elérése érdekében a kvarc soros rezonanciáinak frekvenciaszóródása nem haladhatja meg a szűrő sávszélességének 0,1-ét, hogy kiváló - 0,01-et kapjunk. Például 3000 Hz-es sávszélesség esetén a szórás nem haladhatja meg a plusz-mínusz 150 (15) Hz-et az összes kvarcrezonátor Fs frekvenciájának számtani átlagából.
Kvarc elektromos paramétereinek meghatározása.
Jobb, ha nem használja a G4-102 generátort, mivel rossz jelformája és nem túl stabil amplitúdója a generátor frekvenciájának hangolásakor; a GSS és az RF voltmérő helyett jobb az X1-38 frekvencia használata. válaszmérő.
Műszerek hiányában a GSS helyett használható zajgenerátor plusz rádióvevő (2. ábra). Általánosságban elmondható, hogy a jó RX egy sokoldalú hangszer, amelyet sokféleképpen lehet használni. Az RX-ben az AGC is be van kapcsolva az S-mérő leolvasása szerint. Ha nincs ott, akkor az ULF kimeneten bekapcsolhatja a tesztert.
Az Fs soros rezonancia frekvencián a kvarc egy soros oszcillációs áramkörnek felel meg, ezért az RF voltmérő vagy RX leolvasása maximális lesz.
Az Fp párhuzamos rezonancia frekvencián a kvarc egyenértékű egy párhuzamos rezgőkörrel - a műszer leolvasása minimális.
De ez a pillanat megkerülhető, mert. A kvarcot ugyanaz az egyenlet írja le, mint a soros rezgőkört. Csak egy frekvenciamérőre van szüksége, amely 10 Hz-ig képes mérni a frekvenciát, és két referenciakondenzátorra. C1 és C2, amelyek kapacitása 0,1 ... 1% pontossággal ismert. 3 ... 10 MHz nagyságrendű frekvenciák esetén C = 39 pF és C2 \u003d 20 pF. Ha nem lehetséges pontosan mérni a kapacitásértéket, akkor a referenciakondenzátorokat saját kezűleg is elkészítheti.
Ehhez 5 ... 10 kondenzátort vesznek fel a szükségesnél 5 ... 10-szer kisebb kapacitással, és párhuzamosan kapcsolják őket. Az a tény, hogy a hibaeloszlási görbe megfelel a Gauss-féle normáleloszlási törvénynek, szimmetrikus, és az értékek szórása a legtöbb esetben jóval kisebb, mint a megadott tűrésérték.
A referenciakondenzátor pontossága minden bizonnyal jobb lesz 1%-nál. A TKE-nek (kapacitási hőmérsékleti együtthatónak) nullának kell lennie. Legyen a mi esetünkben nem nulla TKE-vel rendelkező kondenzátorok.
Az általános szabály a következő: - TKE x C \u003d + TKE x C. Van C \u003d 6,2 pF, PZZ - 3 db, C = b.2 pF M47 - 2 db. és C \u003d 6,2 pF MP0 -1 db. Kap; 6,2 x (+33) x 3 + 6,2 x 0 x 1 + 6,2 x (-47) x 2 = 6,2 pF (+ 99 - 94) = 6,2 pF P + 0,03
Ez azt jelenti, hogy ha a hőmérséklet 10°C-kal változik, a kapacitás értéke 3x10 -5%-kal (0,000003%) nő. Beállítás \u003d 6,2 x 6 = 37,2 pF P + 0,03. Hasonlóképpen elkészítjük a 2. készletet.
Az Fs méréséhez a (2]) 4. ábrán látható áramkört összeállítjuk – ez egy emitter-csatolt multivibrátor áramkör, amelyben a kvarcot Fs közelében gerjesztik. Első számozott kvarc.
Az Fso-t minden kvarchoz mérjük, a mérési adatokat a táblázatba kell beírni. Ezután minden kvarccal sorba kapcsolva bekapcsoljuk a C1 kondenzátort és megmérjük az Fs1-et. Az adatok egy táblázatba kerülnek. Hasonlóképpen mérjük az Fs2-t. Ezután megtaláljuk az Fs0, Fs1, Fs2 számtani átlagértékeket. A kvarcszűrők kiszámításához ismernünk kell a kvarc rezonátorok induktivitásának értékét, amelyet a háromfrekvenciás módszerrel találunk meg.
Lk \u003d 1 / 2665 x 10 10 (Fs2-Fs1) / , (1) ahol LK - Gn-ben; C1 és C2 - pF-ben; Fs0, Fs1, Fs2 - Hz-ben,
Az (1) képlet szerinti számítási hiba nem haladja meg a 2,5% -ot. Az alábbiakban a 4, 6 és 8 kristályszűrő kiszámításához szükséges adatok találhatók, amelyek Chebisev karakterisztikával rendelkeznek az SSB vételéhez és Butterworth karakterisztikával a távírójelek vételéhez, ezek kisebbek " csengetés", de kisebb csillapításuk van az áteresztősávon kívül, és rosszabb a Kp négyzetességi együtthatója, 5. ábra.
Kp a kristályszűrő áteresztősávjainak aránya adott csillapítási szinten és a 0,7 (-ZdB) szintű transzmissziós hasmenés aránya.
Például Kp 1,7 -60 dB / -3 dB \u003d 4,25 / 2,5 \u003d 1,7 szinten. A szűrőket a frekvenciamenet egyenetlenségére = 0,28 dB számítják, de a gyakorlatban az elkerülhetetlen gyártási pontatlanságok miatt ez valamivel nagyobbnak bizonyul.
A szűrők kiszámítása a pontban megadott módszer szerint történik, de a soros bemeneti és kimeneti kapacitások (C2,3) párhuzamosakká kerülnek átszámításra, mert kényelmetlen a szűrők párosítása, mert a telepítés kapacitása befolyásolja amellett, hogy kapacitív osztót képez, ami 8 ... 15%-kal csökkenti a hasznos jelet.
A 8 kristályszűrőben a szerelési kapacitás hatásának csökkentése érdekében a T-szelvényeket P-szakaszokra alakították át. A legjobb, ha a kvarcszűrőket oszcillációs áramkörök segítségével párosítjuk (ferromágneses magok nélkül, hogy ne rontsák a vevőrész dinamikáját), ezek javítják a jel-zaj arányt a terhelt minőségi tényező négyzetgyökére.
Kvarcszűrők számítása (SSB) Chebisev karakterisztikával és 0,28 dB áteresztősávban a frekvenciamenet egyenetlenségével.
Négyszeres szűrő, 6. ábra.
C1,2 \u003d 33354 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P (pF), ahol
Fs0 - számtani középérték (kHz), LK - kvarc induktivitás, az (1) képlettel számítva (H). P - szűrő sávszélessége (kHz). C2,3 = 1,149 x C1,2; C1 = 0,419 x C1,2
Szűrőterhelési ellenállás
Rf \u003d 8,63 x Lk x P (Ohm), ahol Lk H-ben, P Hz-ben.
Hatkristályos szűrő, 7. ábra.
C1 = 39 pF és C2 \u003d 20 pF. C1,2 = 35383 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P, pF C1 \u003d 0,439 x C1,2; C2,3=1,213 x C1,2. C3,4=1,344 x C1,2; C \u003d 3,907 x C1,2 Rf \u003d 7,715xLk x P. Nyolckristályos szűrő, 8. ábra.
C1,2 \u003d 36007 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P, pF, C1 = 0,578 x C1,2; C2,3 = 1,227 x C1,2; C3,4 = 1,357 x C1,2; C4,5 = 1,297 x C1,2 C2 = 0,832 x 01,2; C3 = 1,471 x C1,2; C4 = 0,525x C1,2, Rf \u003d 8,862 x Lk x P Amint az a fenti képletekből látható, ahhoz, hogy például egy Csebisev-karakterisztikával rendelkező távírószerszámot kapjunk, elegendő a számított SSB-szűrő összes kapacitásértékét Pssb / Pcw / tényezővel növelni. Rf ugyanennyivel csökken. Ez a technika akkor alkalmazható, ha az SSB által gyártott kvarcszűrő P értéke a szükségesnél kisebbnek bizonyult a felhasznált kvarc kis rezonanciarés miatt. A szükséges sávszélesség eléréséhez az összes szűrőkapacitást a megfelelő számú alkalommal csökkentjük. De ha rossz minőségű kvarcot fognak, ez a módszer nem tud segíteni.
Butterworth karakterisztikával rendelkező távíró (CW) kvarcszűrők számítása.
(A szimbólumok ugyanazok, mint a 6-8. ábrán).
Négykristályos kvarcszűrő.
C1,2 = 30125 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P, pF, (kHz, H) C1 = 0,22 7x C1.2; = C2,3 = 1,554 x C1,2; Rf \u003d 9,62 x Lk x P. (H, Hz) Ohm Hat kristályszűrő.
С1,2 = 21670/(Fs0 + P/2) x Lk x P C1 = 0,173 x C1,2; C = 1,795 x C1,2; C2,3 \u003d 1,932 x C1,2; C3,4 = 2,258 x C1,2 Rf \u003d 17,429 x Lk x P. Nyolckristályos szűrő.
C1,2 = 16678 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P. C1 = 0,157 x C1,2; C2,3 = 2,064 x C1,2; C3,4 = 2,743 x C1,2; C4,5 = 2,979 x C1 2 C2 = 0,583 x C1,2; C3 = 0,359 x C1,2; C4 = 0,625 x C1,2; Rf \u003d 17,429 x Lk x P Az SSB-vel azonos frekvenciájú CW működtetéséhez ugyanazt a referencia kristályoszcillátort kell használni, de hogy a CW vétel ne legyen túl alacsony frekvenciájú, a CW szűrő sávszélességét 400 .... 700 Hz-cel feljebb kell tolni. , akkor a jelhang optimális lesz és 0,8 ..... 1,2 kHz lesz. Nem mindig lehet Fs = 400 ... 700 Hz kvarcot választani, és külön CW szűrő készítése költséges. Inkább az EU1TT által javasolt módszert érdemes használni.
A C2 kondenzátor sorba van kötve a kvarc rezonátorral, és az Fs 400...700 Hz-rel feljebb. A C1 kondenzátor szűkíti a kapott egyenértékű rezonátor rezonanciarését, C2 értékét a következő képlettel számítjuk ki:
C2 = 0,0253302 / Lk x (2Fs0 x f + f 2 ), pF (2), ahol Lk H, Fs0 és f Hz. Fs = 400...700 Hz. C2 = 50...200 pF és kísérletileg kiválasztható. A C1 az UP2NV ajánlása szerint a 20...70 pF tartományba esik, és a nagyobb kapacitásérték kisebb szűrősávszélességnek felel meg. A kondenzátorokat kis méretű relék kötik össze (például RES-49). Azok. ugyanazokat a kristályokat használják egyszerre az SSB és CW szűrőkben.
Egy megfelelően megtervezett vevőben az Ao áteresztősávon kívüli csillapítás mértéke, a DD1 blokkolásának dinamikatartománya, a DRS intermodulációjának dinamikatartománya és az RX Kus közbenső frekvencia erősítése között. IF (mind dB-ben) vannak függőségek: Ao = DD1 és Do = DD3 + Kus.IF Az RA3AO adó-vevő esetében ez Ao = 140 dB és Ao = 100 + 60 = 160 dB.
Válassza ki a két érték közül a nagyobbat. (A szerző 8 kvarcot használt az SSB szűrőben. 6 kvarcot a CW szűrőben és 2 kvarcot a tisztító szűrőben. Összesen 8 + 6 + 2 = 16 kvarc). Jobb a következőképpen elosztani: FOS - 13 db, a második FOS - 6 db az IF erősítő első és második fokozata között, és SSB / CW szűrők a tisztítószűrőben. Ez lehetővé teszi az adó-vevő vételi útvonalának magas dinamikájának megvalósítását és a valós szelektivitás drasztikus javítását.
A szűrők megfelelő gyártása nagyon fontos. A NYÁK szerelés nem alkalmas a szerelési kapacitások és a beillesztési veszteség hatása miatt. A legjobb az egészben a csuklós rögzítés kvarcvezetékekre. Egy sikeres kialakítást javasolt az UY50N a 9. ábrán.
A szűrő nézete a beépítési oldalról (alulról), a kvarc rezonátor vezetékeinek oldaláról (fém tokban). A rezonátorok elhelyezkedése függőleges. A telepítés ügyes, közvetlenül a következtetéseik alapján történik. Kétoldalas üvegszálból készült táblára vannak felszerelve. A fólián lévő lyukak süllyesztettek.
Mindezeket a csomópontokat árnyékolt tokban kell elkészíteni, a keverőházat egy ponton a kvarcszűrőházhoz, a közbenső frekvenciaerősítő házát pedig szintén egy ponton, a szűrőkimenet közelében a kvarcszűrőházhoz kell kötni. A képernyőnek jelentős vastagságúnak kell lennie, hogy a keverő és a köztes frekvenciaerősítő áramai ne keveredjenek át rajta. A sávszélesség változtatására szolgáló reléket a kvarc közelében kell elhelyezni, és átmenő kondenzátorokkal és leválasztó LC áramkörökkel kell táplálni.
A kvarcot párokra kell osztani a legközelebbi Fs-vel. A minimális távolságú párokat a szűrő szélső (ZQ1-ZQ8) láncszemeibe, a maximális távolságú párokat a középső láncszemekbe (ZQ4-ZQ5) kell elhelyezni, egy 8 kristályos szűrőhöz viszonyítva. A legyártott szűrő paramétereinek mérésekor az eszközöket helyesen kell csatlakoztatni, hogy a szűrő PFC-je ne torzuljon, 10. ábra. Ha lehetséges, a kondenzátorokat legalább 1% -os pontossággal kell kiválasztani, de 5% -os tűréshatárral történő használatuk kissé rontja a szűrő paramétereit, és teljesen elfogadható.
Kis méretű kerámia kondenzátorok használata szükséges minimális TKE-vel, akár elavult KT-1 kondenzátorokat is használhatunk különféle berendezésekből, amelyek használhatatlanná váltak. Kényelmesek abban is, hogy lehetővé teszik a tartály beállítását úgy, hogy a bélés egy részét kívülről óvatosan lekaparják egy szikével a tartály süllyesztése irányában. Az elkülönítés távoli helyét vékony BF-2 ragasztóréteg borítja. Más típusú kondenzátorokról darabokat le lehet törni, ne felejtse el ellenőrizni a beépített kondenzátort, nincs-e rövidzárlat a lemezek között.
A berendezésbe történő beszerelés után a kvarcszűrőket össze kell illeszteni (a szükséges ellenállásértékekre terhelni), ellenkező esetben a frekvenciamenet (frekvenciamenet vagy áteresztősáv alakja) messze eltér a számított (várt) értéktől. A szűrő bemeneti kapacitásainak értékét (C2,3) csökkenteni kell a szerelési kapacitás értékével, ez nagymértékben növelheti mind a frekvenciamenet egyenetlenségét a szűrő áteresztősávjában, mind a csillapítást a szűrő áteresztősávjában. A megfelelően gyártott és beszerelt szűrőhöz nincs szükség hármasra.
Ha nem lehetett kiválasztani a kívánt számú kvarcot egy megengedett Fs térközzel, akkor a frekvenciák állíthatók, de nem mechanikusan, hanem elektromosan, 10. ábra, amit szintén az EU1TT javasolt. Használhatja a (2) képletet is formára alakítva:
С2 = 0,0253302/Lк x (Fs max – Fs I) (3)
Oszcilloszkóppal olyan rendszert hozhatunk létre, amely egyenértékű a frekvenciaválasz-mérővel. Ehhez az adó-vevő vagy vevő bemenetére a csillapítón keresztül a generátor jelét kell vezetni, 4. ábra, és az oszcilloszkópból fűrészfogú feszültséget kell vezetni, amelynek kimenete a csatlakozóra van kötve. a detuning varicap vezérlő áramköre egy 150 kΩ-os változó ellenálláson keresztül. Ez a módszer kényelmes abból a szempontból, hogy a szűrő frekvenciaválaszát azon a helyen figyeljük meg, ahol annak lennie kell. Ha az oszcilloszkóp alacsony frekvenciájú, akkor az érzékelő kimenetére csatlakoztatható. A szűrőben a frekvenciamenet megfigyelésének ezzel a módszerével nagy frekvencia-szórású kvarcot használhat, felcserélheti őket, elérve a kívánt frekvencia-választ. De ez kevésbé megbízható, munkaigényesebb, és nem teszi lehetővé azonos frekvenciaválaszú kvarcszűrők készítését.
A javasolt módszer szerint 8,002 MHz és 5,503 MHz frekvenciákra két készlet 6 + 6 + 4 kvarcszűrőt készítettem, amelyek sávszélessége plusz/mínusz 50 Hz volt. azok. 100 Hz-cel szélesebb sávszélességgel kell számolni - nem 2500, hanem 2600 Hz. A karakterisztikák jól egybeestek a számítottakkal, és a szűrők nem igényeltek további hangolást, hanem csak közvetlenül az áramkörben kerültek illesztésre. Ez a cikk sok szerző munkájának eredményeit és saját sokéves tapasztalatát foglalja össze [b], .
A Kuzmenko (RV4LK)
1, Radio, 1975 No. 3, L. Labutin "Kvarc rezonátorok".
2. Infotech, A. Karakaptan, UY50N "Kvarcszűrők gyártásának módszere".
3. Rádió, 1982-1983 V. Žalnerauskas, ex UP2NV cikkei.
4. Rádióamatőr, 1991 11. sz. I. Goncharenko, EU1TT, "SSB/CW sávszélességek kombinálása változó sávszélességű kristályszűrőben".
5. Radio, 1992 No. 1, I. Goncharenko, EU1TT, "Létraszűrők egyenlőtlen rezonátorokon".
6. Radiodesign, 1996, No. 3, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, "Kvarc rezonátorok paramétereinek meghatározása kvarcszűrők kiszámításához és gyártásához."
7. Rádióamatőr, 1993, 6. sz., A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, "Kvarcrezonátorok paramétereinek meghatározása létraszűrők számításához"
Az amatőr HF és VHF rádiókommunikációs berendezések létrehozásának egyik fő feladata a kiválasztás, amelyet különféle típusú szűrők segítségével oldanak meg. A magas szűrőparaméterek eléréséhez jó minőségű elemek használata szükséges. Ilyen elemek az elektromechanikus szűrőkben lévő magnetostrikciós korongok és a piezoelektromos szűrőkben lévő kvarc rezonátorok. A rádióamatőr gyakorlatban az ugyanazon a rezonátoron lévő kvázi-polinomiális kvarclétraszűrőket széles körben használják.
Minden sávszűrő prototípus aluláteresztő szűrő átalakítások alapján épül fel. A polinom szűrők soros és párhuzamos áramköröket tartalmaznak. Az ilyen szűrők geometriailag szimmetrikus jellemzőkkel rendelkeznek a középfrekvenciához képest. A tervezés során azonban bizonyos esetekben (keskeny sáv, magas frekvenciák stb.) nem túl kényelmesek a tervezés, a gyártás és a hangolás szempontjából, mivel jelentős különbségek vannak a soros és párhuzamos áramkörök elemeinek értékében. A kellően keskeny sávú szűrőknél a párhuzamos és soros karok induktivitásának és kapacitásának aránya olyan nagy, hogy az elemméretek elfogadhatatlanokká válnak. Ezért a sávszűrőket gyakran olyan áramkörökként valósítják meg, amelyek csak soros vagy párhuzamos áramkörökből állnak, amelyeket induktív vagy kapacitív csatolás kapcsol össze. Egy szembetűnő példa a csomózott kiválasztási szűrők - FSS a csatolt áramkörökön és a létra kvarcszűrők. A szűrő átlagos frekvenciájának 10-20%-át meg nem haladó relatív sávszélességű csatolt áramkörökön lévő sáváteresztő szűrő csillapítási jellemzői nagyon közel állnak az azonos számú rezgőkörrel rendelkező polinomiális sávszűrő csillapítási jellemzőihez. Az ilyen szűrők kiszámítása polinomiális alacsony frekvenciájú prototípusok táblázatai segítségével végezhető el. Ezért ezeket a szűrőket kvázipolinomoknak nevezzük.
A kvázi-polinomiális kvarclétrás SSB és CW szűrők amatőr körülmények között történő tervezésének és gyártásának kérdései negyed évszázada aktuálisak. Azóta sok cikk jelent meg a témában a sajtóban. J. Hardcastle (G3JIR) a létra-kvarcszűrők úttörője, elismert specialistája és népszerűsítője a rádióamatőrök körében. Az elsők között volt, aki méltó figyelmet szentelt, és sok munkát és tehetséget fektetett a fenti szűrők számítási módszerének kidolgozásába. Cikke bestseller lett.
A jó minőségű kvarcszűrők számítása és modellezése adott paraméterekkel nehéz feladat, amely nagyszámú matematikai számítást igényel. A számítógépek használata segíthet a probléma megoldásában. Ennek az irányzatnak az első rajongója a rádióamatőr gyakorlatban U. Rohde (DJ2LR) volt. A hídszűrők számításában szerzett tudását és tapasztalatát egy kis számítógépcsaládhoz készült program tükrözi, és részletesen le van írva.
De nem csak külföldön figyeltek a kvarcszűrőkre. V. Zalnerauskas cikksorozatot közölt a Rádió lapjain, amelyben új, elődei által még fel nem fedezett oldalakat emelt ki a kvarcszűrők gyártásának elméletében és gyakorlatában. Méltó figyelmet szentelt ennek a témának S. G. Bunin és L. P. Yaylenko. A „szűk körökben széles körben ismert” ukrán duett „rövidhullámú rádióamatőr kézikönyve” több ezer példányban jelent meg.
A fenti művek megjelenése óta a haladás, és ezzel a számítógépes és információs technológia mélyen behatolt az emberi tevékenység minden területére. Nem kerülték meg a rádióamatőr mozgalmat sem. A számítógépeket egyre gyakrabban használják a rádióamatőr kommunikációban és mérnöki munkákban. Sok rádióamatőr kezdett számítógépet használni a kvarcszűrők kiszámításával és tervezésével kapcsolatos kérdések megoldására.
A számítógépes programok használata lehetővé teszi nagy mennyiségű matematikai számítás gyors és hatékony elvégzését, az eredmények elemzését és a legmegfelelőbb lehetőség kiválasztását. Az interneten, az amatőr rádiókommunikációnak szentelt webhelyeken akár egy tucat különböző programot is találhat a létra-kvarcszűrők kiszámításához. De alapvetően ezek a programok csak a csatolókondenzátorok értékét és a tervezett szűrők bemeneti impedanciáit számítják ki. Ráadásul az említett programok számítási eredményeiben meglehetősen nagy hiba található, esetenként akár az 50%-ot is elérheti. Ez a hiba abból adódik, hogy az egyenértékű áramkörben a Cs és Rd kvarcrezonátor jelen van (1. ábra), amelyek az említett programok használatakor nem vesznek részt a számításokban.
Az elektromos áramkörök kiszámításakor a kvarc rezonátor a 39. oldal szerint helyettesíthető egy megfelelő paraméterekkel egyenértékű ekvivalens áramkörrel (1. ábra).
Rizs. egy. Kvarc rezonátor egyenértékű áramköre.
Ezeket a paramétereket a következő kapcsolat köti össze:
Az amatőr rádiógyakorlatban elsősorban a kétféle - Butterworth és Chebyshev - jellemzőkkel rendelkező szűrők terjedtek el. A Butterworth-szűrőt monoton csillapítási változás jellemzi az áteresztősávban és a leállítósávban. A leállítási sáv csillapítása oktávonként körülbelül 6 dB-lel változik minden egyes áramköri elemnél. Például egy ötelemes szűrő 30 dB-es csillapítással rendelkezik kétszeres vágási frekvenciánál és 60 dB csillapítása négyszeres vágási frekvenciánál. A Butterworth-szűrő normalizált vágási frekvenciája az a frekvencia, amelynél a csillapítás 3 dB. Az ilyen szűrőkre jellemző a kevésbé „csengés”, és főként CW vételre és digitális módokkal (RTTY, AMTOR, PACTOR, PACKET RADIO stb.) történő munkavégzésre használják.
A Csebisev-szűrők frekvencia-válasza az áteresztősávban oszcilláló, a stopsávban monoton. A dA csillapítási egyenetlenség az áteresztősávban egyedülállóan összefügg a maximális reflexiós együtthatóval - Ktr és az állóhullám-aránnyal - SWR. Ezt az összefüggést az 1. táblázat mutatja. Ezeknek a szűrőknek a fő előnye a Butterworth-karakterisztikával rendelkező szűrőkkel szemben az alacsonyabb négyszögletességi tényező azonos számú oszcilláló áramkörrel.
Tab. egy
ábrán jól látható a frekvenciamenet, a sávszélesség, a szűrő által bevezetett csillapítás és a négyzetességi tényező -6 / -60 dB szinten való függése a Cs-től. 2 és táblázatban. ábrán látható Rd-ből. 3 és táblázatban. 3. Példaként adjuk meg a T08-10-3100 nyolckristályos Csebisev szűrők amplitúdó-frekvencia karakterisztikáját Ktr = 10% reflexiós együtthatóval.
Rizs. 2. A frekvenciaválasz Cs-től való függése
2. táblázat.
Rizs. 3. A frekvenciamenet függése az Rd-től
3. táblázat
A kapott adatok elemzése azt mutatja, hogy Cs és Rd szignifikáns hatással van a sávszélességre, a szűrő által bevezetett csillapításra és a négyzetességi tényezőre. Ebből az a következtetés vonható le, hogy egy jó minőségű szűrőhöz minimális Cs és Rd értékű kvarc rezonátorokat kell választani.
A "Kvarcszűrők számítása" program szerzői megpróbálták kiküszöbölni a fenti hiányosságokat. 2001 májusában a program egyik első verziója felkerült Krasznodar weboldalára ( http://www.cqham.ru/ua1oj_d.htm) és site(). Ez a program lehetővé teszi három, négy, hat és nyolc Butterworth és Chebisev karakterisztikával rendelkező kristályszűrő paramétereinek kiszámítását a és -ban leírt módszer szerint, valamint a tervezett szűrők amplitúdó-frekvencia karakterisztikájának felépítését. A számításokhoz a táblázatok együtthatóit használtuk. A program pozitív megkülönböztető jellemzője az eredeti algoritmus megvalósítása a kvázi-polinomiális kvarclétraszűrők amplitúdó-frekvencia karakterisztikájának kiszámítására és megszerkesztésére, egy kvarcrezonátor teljes egyenértékű áramkörével. Az algoritmus lineáris kvadripólusok elemzésén alapul, amelyet részletesen a cikkben ismertetünk.
A program egyik legfrissebb verziójának (V-6.1.8.0.) nézete az ábrán látható. 4. A program által létrehozott forma feltételesen öt funkcionális területre osztható. Az űrlap területének nagy részét frekvencia-válasz grafikonok foglalják el. Felettük a szűrők és számítási eredmények sematikus diagramjait tartalmazó panelek. A frekvenciamenettől jobbra a rezonátor és a szűrő kezdeti adatait tartalmazó panelek találhatók. Az űrlap alján található egy állapotsor, amely a frekvenciaválasz sorozatszámát és a számított szűrő rövid nevét, a számítások dátumát és időpontját, valamint néhány tippet a programmal való munkához tükröz.
Rizs. 4. Képernyőkép a programról.
A programban használt rövidítéseket indokolni kell:
Amin– minimális beillesztési csillapítás;
Éhínség)– a minimális csillapítás gyakorisága;
A(Fo)– csillapítás a soros rezonancia frekvencián;
dF(-N dB)– sávszélesség szint szerint – N dB;
ck a korrekciós kapacitás a sáveltolásos szűrők számításakor.
A korábbi verziók funkciói mellett több új is bekerült a programba:
1. Fájl mentése és megnyitása rezonátor és szűrő adatokkal (5. ábra);
Rizs. 5.
2. Konstrukció akár öt különböző szűrők frekvenciamenetének kikényszerítésével (6. ábra);
Rizs. 6.
3. A program bemutatta a 4, 6 és 8 kristályos keskeny sávú szűrők frekvenciaátvitelének kiszámítását és felépítését az áteresztősáv középső frekvenciájának felfelé tolásával. A sávszélesség-eltolódás ötletét kölcsönözték. Ez abban rejlik, hogy az egyes kvarcrezonátorok soros rezonanciájának frekvenciáját egy sorba kapcsolt, kis kapacitású korrekciós kondenzátorral növeljük (7. ábra).
Rizs. 7.
4. A program lehetővé teszi Butterworth és Chebyshev karakterisztikájú szűrők kiszámítását 10-25%-os CFR-rel (8. ábra).
Rizs. nyolc.
5. A frekvenciamenet felépítése 1 Hz-es frekvenciapontossággal történik. A maximális frekvenciaválasz sávszélessége +/-30 kHz. Ha ezt az értéket túllépjük, a program hibaüzenetet jelenít meg (9. ábra).
Rizs. kilenc.
6. A program képes a frekvenciaválasz bármely szakaszának megtekintésére skálázással (10. ábra). Ebből a célból a bal egérgomb megnyomásával a grafikon egy téglalap alakú töredéke átlósan a jobb felső saroktól a bal alsó sarokhoz kerül. Ez többször is megtehető, elérve a frekvencia-válasz kép kívánt léptékét. Az eredeti nézethez való visszatéréshez az egeret vissza kell mozgatni - a jobb alsó sarokból a bal felső sarokból.
|
|
Rizs. tíz.
Minimális rendszerkövetelmények a program működéséhez: Pentium MMX-166MHz, SVGA 800x600x16bit, RAM-16MB, Windows 9x/ME/XP/NT/2000.
A program működésének gyakorlati ellenőrzése a számítási eredmények nagy pontosságát mutatja. A hiba nagymértékben függ a kvarcrezonátorok paramétereinek mérési minőségétől, és nem haladhatja meg a 2-5%-ot. Példaként adjuk meg a három kvarcszűrő kiszámításának eredményét egy hasonló rövidhullámú adó-vevőhöz.
Ezen szűrők gyártása során kisméretű UTECH kvarc rezonátorokat használtak 8867,238 kHz frekvencián. A választás ezekre a rezonátorokra esett, gyártásuk nagy pontossága miatt. Soros rezonancia frekvencia szórása 30 db-os tételben. nem haladta meg a +/- 150 Hz-et, az Ld és Cs értékek eltérései 0,1%-os tűréshatáron belül voltak. Ezen rezonátorok soros rezonancia frekvenciájának mérése a következő eredményt adta:
Fo=8861,736 kHz
A program segítségével több szűrőopciót is kiszámoltunk, melyek közül a legelfogadhatóbbakat a ábra mutatja. tizenegy.
Rizs. tizenegy. A szűrők sematikus diagramjai és főbb paraméterei.
ZQ1 - T08-10-2800, 8. rendű szűrő, Csebisev karakterisztikával, áteresztősáv hullámosság dA =0,044 dB, reflektancia 10%, számított sávszélesség 2800 Hz, fő kiválasztó szűrőként használva SSB módban.
ZQ2 - В06С-760, 6. rendű szűrő, Butterworth karakterisztikával, korrekciós kapacitással, 760 Hz becsült sávszélességgel, fő kiválasztó szűrőként használva CW módban. Az áteresztősáv középfrekvenciájának a referenciafrekvenciától való felfelé eltolása 1000 Hz.
ZQ3 - T04-10-2400, 4. rendű szűrő, Csebisev karakterisztikával, áteresztősáv hullámosság dA =0,044 dB, reflektancia 10%, számított sávszélesség 2400 Hz, SSB módban szűrőként használva.
Ezen kvarcszűrők gyártásához 18 előre tesztelt és kiválasztott rezonátorra volt szükség. A rezonátorok tesztelését és elutasítását "kapacitív hárompontos" önoszcillátorral és frekvenciamérővel (például Ch3-57 vagy hasonló) végeztük. ábrán látható a generátor számos változata közül az egyik. 12.
Rizs. 12. Az oszcillátor vázlata.
Ennek az áramkörnek a sajátossága az induktor hiánya. Funkcióit ebben az áramkörben egy kvarc rezonátor látja el. A generátort a kvarc párhuzamos rezonanciafrekvenciájának közelében gerjesztik, abban a zónában, ahol a reaktanciája pozitív induktív. A rezonátorokkal szemben ebben a szakaszban a fő követelmény a közeli frekvencia értékek, amelyek eltérése nem haladhatja meg a szűrő sávszélességének negyedét. Ellenkező esetben meglehetősen nehéz lesz elérni a megadott jellemzőket.
A kvarc rezonátorok kiválasztásakor kötelező paraméter az Cs- statikus rezonátor kapacitás, amely meghatározható az MT-4080A, MIC-4070D, vagy hasonló eszközökkel Ilyen eszközök hiányában használhatunk egyszerű generátort, hídáramkört és egyensúlyjelzőt (13. ábra). Ez az eszköz lehetővé teszi az értékek mérését Csés Rd.
Rizs. tizenhárom. Műszer Cs és Rd mérésére.
Az utolsó lépés a dinamikus induktivitás meghatározása Ld kvarc rezonátor. A szakirodalom számos módszert ismertet ennek a paraméternek a meghatározására. Közülük a legpontosabb és legegyszerűbb egy négykristályos kvarc Butterworth szűrő modellezése és annak jellemzőinek megfelelő számítása. Ld. Ehhez a fent említett program segítségével egy szűrőt számítanak ki, modellezik és beállítják maketten vagy valós tervben. A számításoknál a kezdeti érték Ld 8-9 MHz nagyságrendű frekvenciáknál 15-20 mH vehető. Hangoláskor a frekvenciamenetet a számítotthoz lehető legközelebbi formájában kell elérni. A hangolt szűrő -3dB sávszélességű. A kiindulási adatok és a szimuláció eredményeként kapott adatok lehetővé teszik a kvarc rezonátor dinamikus induktivitásának valós értékének meghatározását Ld. A program kezdeti értékeinek megváltoztatásával Ldés dF, a számítási eredményekben elérje a csatoló kondenzátorok értékét és a sávszélességet, amely közel áll a hangolt szűrő értékéhez. Ha ezek az adatok egyeznek Ld felveszi az igazi értéket.
PÉLDA:
Egy adag kvarc rezonátorból 4 db-ot választunk ki. a legközelebbi paraméterekkel:
Fo=8861,736 kHz; Cs\u003d 6,3 pF; Rd\u003d 5,7 ohm.
A program segítségével kiszámítjuk a négykristályos Butterworth szűrőt. Adott kezdeti értékekkel:
Ld=15 mH; dF= 2265 Hz;
megkapta a csatlakozási kapacitásokat a szűrőben:
C2=C4=100 pF; C3 \u003d 155,5 pF.
ábra diagramja szerinti elrendezésen. 16 vagy az adó-vevő valós vételi útján a GKCH segítségével a szűrőt beállítjuk és -3 dB szinten mérjük a sávszélességet. Kapott:
dF= 3363 Hz.
A programban csak az Ld és dF kezdeti értékeket változtatva a számítási eredményeket érjük el:
C2=C4=100 pF; C3=155,5 pF; dF= 3363 Hz.
Minden paraméter megfelel:
Ld= 10,1 mH.
A kvarcrezonátor dinamikus induktivitásának ezt az értékét igaznak kell tekinteni, és ezt a további szűrőszámításoknál kell használni.
A szűrő gyártása során használhatja azt a technológiát, amikor a kvarc rezonátorokat kétoldalas fólia üvegszálból készült táblára forrasztják a vezetékekkel felfelé, és az összes szűrőkondenzátort ezen vezetékek és a tábla talajfelülete közé szerelik (ábra 14a).
Rizs. tizennégy. Kvarc szűrő kialakítás.
A rezonátorok forrasztása a tábla előónozott felületén két sarokponton, jól felmelegített, 60-80 W teljesítményű forrasztópákával történik. A forrasztási idő nem haladhatja meg a 2-3 másodpercet. Ellenkező esetben fennáll a rezonátor károsodásának veszélye. A tábla mérete 8 és 6 kristályszűrőhöz 47,5x25 mm (14b. ábra), 4 kristályszűrőhöz pedig 25x25 mm. A szűrők beállításának végén ónozott lemezből készült fedőkkel zárják le, és a kerületükön forrasztják a tömörség érdekében. A 8-kristályos szűrő használatára egy példa látható a következőben.
A szűrő hangolása a program segítségével kiszámítotthoz közeli amplitúdó-frekvencia karakterisztikára redukálódik. A szűrőhangolás során egy saját készítésű, S1-76 oszcilloszkópon alapuló, lassú, körülbelül 8-12 Hz-es sweep frekvenciagenerátort használtak. ábrán A 16. ábra egy diagramot, egy nyomtatott áramköri lapot és a GKCH részleteinek helyét mutatja.
 |
|
| b) | c) |
Rizs. tizenöt. Sweep frekvencia generátor.
Különös figyelmet kell fordítani a szűrő és az IF fokozatok összehangolására. A különféle szűrőkapcsolási sémákkal végzett kísérletek során az adott frekvenciamenet és minimális csillapítás elérése szempontjából a legoptimálisabbat választottuk. Egy ilyen séma látható az ábrán. tizenhat.
Rizs. tizenhat. A kvarcszűrő és az UPCH párosítása.
Két áramkör közé egy kvarcszűrőt szerelnek fel, és mindegyik áramkörhöz részben kapacitív osztó segítségével csatlakozik. Ebben az esetben a szűrő szélső kapacitásai a kapacitív osztó részét képezik. Ezek az áramkörök lehetővé teszik az aktív ellenállás átalakítását és a szűrő bemeneti impedanciájának kapacitív reaktív komponensének kompenzálását. Egy ilyen illesztési sémában minimális jelveszteséggel járó üzemmódot biztosítanak, ami viszont minimális zajhoz vezet a vételi út kiválasztási áramköreiben. A szűrő előtt csatlakoztatott erősítési fokozatot javasolt stabil DC módba állítani. A tranzisztoráram változását a kaszkád kimeneti ellenállásának változása kíséri. Ez az erősítési fokozat és a szűrő közötti eltéréshez vezet. ábrán A 17. ábra a frekvenciaválaszt mutatja a T08-10-3100 szűrő példáján eltérő illesztési móddal, az érték eltérésével Rн+/-20%-on belül Ropt.
frekvencia válasz 1 - Rн=Ropt; frekvencia válasz 2 - Rн
Rizs. 17. A frekvenciamenet függése a terhelések illesztésétől.
A szűrőt követő térhatású tranzisztoros erősítési fokozat nagy, körülbelül egy tucat kiloohmos ellenállással rendelkezik, amely az erősítés változásával kissé változik. Ezért ajánlatos a szűrő után állítható kaszkádokat felszerelni. Ennek a szakasznak a zajszintjének csökkentése érdekében az első kaput közvetlenül az áramkörbe kell beépíteni. Az elválasztó kapacitás és a nagy ellenállású osztó jelenléte, amely beállítja a tranzisztor üzemmódot az első kapun, növeli a közbenső frekvenciaerősítő zajfeszültségét. A KP306, KP350 sorozatú térhatású tranzisztorokra épülő erősítőkben a forráskörben a kaszkád optimális működésének biztosításához –3 ... -5 V nagyságrendű stabilizált negatív előfeszítés szükséges stb. .
ábrán A 18., 19. és 20. ábra a számított, gyártott és hangolt szűrők valós amplitúdó-frekvencia karakterisztikáját mutatja. A szűrőbeállítások eredményei egybeestek ezen szűrők nagy pontosságú számítási eredményeivel. Ez ismét azt mutatja, hogy nem csak komoly, világhírű cégek tudnak minőségi kvarcszűrőket készíteni meghatározott paraméterekkel. A forrasztópákával és a mérőműszerekkel való munkában némi jártassággal egy közepesen képzett rádióamatőr képes kielégíteni igényeit berendezésének egyik legjelentősebb alkatrészében - a kvarcszűrőben. Sőt, legalább többször olcsóbb lesz, mintha egy kiskereskedelmi hálózatban venné meg.
Rizs. tizennyolc. A T04-10-2400 szűrő frekvenciaválasza.
Rizs. tizenkilenc. A T08-10-2800 szűrő frekvenciaválasza.
Rizs. 20. A V06S-760 szűrő frekvenciaválasza.
Aki szeretne megismerkedni a „Kvarcszűrők számítása” programmal, az a fenti címekről letöltheti annak legújabb demó verzióját. A program teljes ingyenes verziójának beszerzéséhez használja az ott található regisztrációs segédprogramot, töltse ki az űrlapot, és küldje el e-mailben: ua1oj (kukac) atnet.ru. A program védve van a jogosulatlan másolástól és terjesztéstől, minden regisztrált felhasználó számára egyedileg összeállításra kerül, és csak azon a számítógépen működik, amelyen a regisztráció megtörtént.
Egy kis folyóiratcikkben nehéz minden felmerülő kérdésre részletesen válaszolni. Mindegyik méltó bemutatásra, legalábbis egy nagy kötetben. De ha az olvasók úgy vélik, hogy bizonyos kérdéseket nem hoznak nyilvánosságra, vagy nem pontosan fogalmazzák meg, akkor a szerző párbeszédre hív minden gondoskodó rádióamatőrt. A véleménycsere leghatékonyabb módja az e-mail. A program fejlesztésén végzett munka nem áll meg, és minden beérkezett észrevétel és javaslat nem marad figyelmen kívül hagyva.
Befejezésül a szerző mély háláját és elismerését fejezi ki Dmitrij Kurnosov(Severodvinsk) együttműködéséért a program létrehozásában. Szeretném kifejezni hálámat Vlagyimir Poljanszkijnak ( u102835 (kukac) dialup.podolsk.ru) és Igor Afanasjev ( UN9GW (kukac) mail.ru) a program legújabb verzióinak előkészítése során elhangzott tanácsokért és építő kritikákért.
Bibliográfia
- Hardcastle J. A. (G3JIR)„Létra kristályszűrő kialakítása”; „Rádiókommunikáció”, 1979. február.
- Dr. Ulrich L. Rohde (DJ2LR)"Kristályszűrő tervezés kis számítógépekkel"; "QST" 1981. május.
- Zalnerauskas V. (UP2NV)"Kvarcszűrők azonos rezonátorokon"; „Rádió” 1.2.6-1982., 5.7-1983.
- Matkhanov P. N.„Az elektromos áramkörök elemzésének alapjai. Lineáris láncok"; Moszkva, Felsőiskola, 1972.
- Glukman L.I."Piezoelektromos kvarc rezonátorok"; Moszkva, Rádió és Hírközlés, 1981.
- Bunin S. G. (UB5UN), Yaylenko L. P. (UT5AA)"Rádióamatőr-rövidhullám kézikönyve"; Kijev, "Technika", 1984.
- Hansel G.E."Kézikönyv a szűrők kiszámításához"; Moszkva, Szovjet Rádió, 1974.
- Goncsarenko I. (RC2AV)"SSB/CW áteresztősávok kombinációja változó áteresztősávú kvarcszűrőben"; „Rádióamatőr” 11-1991.
- Drozdov V. V. (RA3AO)"Amatőr HF adó-vevők"; Moszkva, Rádió és Kommunikáció, 1988.
- Belykh A. V. (UA1OJ)"Balance mixer"; „Radioamator” 2-2001.
Egyszerű és olcsó szűrő SSB-hez
Voroncov A. RW6HRM az EMF-ek alternatívájaként egy egyszerű és ami a legfontosabb, olcsó kvarcszűrő áramkör használatát javasolja. A cikk ezen elemek szűkössége és magas költsége miatt releváns.
A közelmúltban az internetes kiadványokban nagyon gyakran előfordulnak kezdő rádióamatőrök „könnyei”, azt mondják, nehéz beszerezni az EMF-et, drága, nehéz kvarcszűrőt készíteni, eszközökre van szükség stb. Valójában meglehetősen problémás most egy jó új EMF-et beszerezni, amit a piacon kínálnak, az egy mélyen használt, normál működési garancia nélkül, és még a kereskedelmi forgalomban kapható 8,86 MHz-es kvarcra is kvarcszűrőt halmoznak fel megfelelő megléte nélkül. hangszerelés, „kukucskálón, lehetetlen. Első pillantásra nem olyan forró a helyzet...
Lehetőség van azonban arra, hogy egy egyszerű kristályszűrőt alacsony frekvenciájú SSB adóhoz vagy adó-vevőhöz készítsünk egészen egyszerűen, és ami a legfontosabb, olcsón. Elég, ha végignézi a rádióüzleteket, és megnézi a "kétlábú" kvarc eladását a távirányítókhoz 450 és 960 kHz közötti frekvencián. Ezek a részletek kellően nagy tűrésekkel készülnek a generált frekvenciákhoz, ami lehetőséget ad mind a használt köztes frekvencia, mind a készülő szűrő sávszélességének megválasztására. Azonnal lefoglalom: az ötlet nem az enyém, korábban a svéd rádióamatőr, HARRY LYTHALL, SM0VPO tesztelte, és csak tájékoztatlak benneteket (miután több szűrőt készítettem magamnak).
Tehát a kvarc kiválasztásához szükségünk van egy egyszerű hárompontos generátorra és egy frekvenciamérőre vagy egy rádióvevőre frekvenciamérővel, amely lefedi a 160 méteres amatőr hatótávolságot. Egy csomó kvarc közül kettőt kell választanunk, amelyeknek a generált frekvenciáinak távolsága 1-1,5 kHz. Ha a kvarcot 455 kHz-es frekvencián használjuk, akkor a legkényelmesebb a negyedik harmonikusra (kb. 1820 kHz, 4-4,5 kHz térközt érve el), ha pedig 960 kHz-re, akkor a másodikra (1920 kHz) hangolni. , térköz 2 - 2, 5 kHz).
Ebben a példában a CL1 áramkör az előző IF fokozat terhelése, ez egy szabványos 455 kHz-es áramkör bármely külföldi AM vevőtől. Az amatőr rádiós szakirodalomból származó adatokat is használhatja házi készítésű áramkörökhöz 465 kHz-es frekvencián, 5%-kal csökkentve a fordulatok számát. A pontok az L2 és L3 csatolótekercsek kezdetét jelzik, 10-20 fordulat elég nekik. Teljesen lehetséges egy szűrőt közvetlenül a keverő után helyezni, például egy gyűrű alakút, négy diódával. Ebben az esetben már egy 1:1:1-es transzformátort kapunk, ami az F600-as gyűrűn 10 - 12 mm külső átmérőjű, a csavart hármas huzal PEL-0,1 - 10 - 30 menetszáma készíthető. A C kondenzátor transzformátor esetén természetesen nem szükséges. Ha az IF második fokozata tranzisztoron készül, akkor az árambeállító alapáramkörben 10 kΩ-os ellenállás használható, akkor nincs szükség 0,1 μF-os leválasztókondenzátorra. És ha ezt a szűrőt egy egyszerű rádióút-áramkörben használják, akkor az ellenállás kizárható.
Most a megmaradt kvarchalomból ki kell választanunk a megfelelőt a referenciaoszcillátornak. Ha 455 kHz-en kvarcot választunk a diagramban megadott értékekre, akkor a szűrő kimenetén az alsó oldalsávot kapjuk, ha 454 kHz-en - a felsőt. Ha nincs több kvarc, akkor teljesen lehetséges a referenciaoszcillátor összeszerelése a kapacitív hárompontos áramkör szerint, és frekvenciájának kiválasztásával beállíthatja a kapott szűrőt. Ebben az esetben a generátort a hőstabilitás szempontjából fokozott intézkedésekkel kell elkészíteni.
A hangolás a rádiók közvetítői szerint akár füllel is megoldható, de ezt az élvezetet meghagyjuk a többé-kevésbé tapasztalt "zenészeknek". Hangoláshoz jó lenne egy hanggenerátor és egy oszcilloszkóp. Egy 3 - 3,3 kHz frekvenciájú hanggenerátor jelét továbbítjuk egy mikrofonerősítőhöz (feltételezzük, hogy a szűrő már az adó áramkörben van), csatlakoztatjuk az oszcilloszkópot a szűrő kimenetére, és eltoljuk a referenciagenerátor frekvenciáját, amíg a a jel kimeneti szintje a szűrő után minimálisan csökken. Ezután ellenőrizzük a szűrő átvitelének alsó határát úgy, hogy 300 Hz-es frekvenciát alkalmazunk a hanggenerátortól a mikrofon bemenetre. Egyébként a mikrofonerősítő sávszélességének alsó határának audiofrekvenciás növeléséhez elegendő körülbelül 6800 pF vagy kisebb kapacitású átmeneti kondenzátorokat telepíteni, a felső határhoz pedig mindenképpen jó lenne legalább egylinkes aluláteresztő szűrőt beépíteni.
Ez minden. Amint láthatja, ennek a szűrőnek a gyártása során nem kell nagy költségeket fizetnie, és a jel meglehetősen reprezentatívnak bizonyul. Természetesen egyszerűsége miatt már nem kívánatos a második kategóriás adókban használni, de 1,8 - 7 MHz-hez bőven elég lesz. A mérési eredmények szerint ez a klasszikus konstrukció teljesen egybeesik a referenciakönyvekben leírtakkal (például Bunin és Yailenko Rövidhullám kézikönyve) - a karakterisztika alsó része kissé meghúzódik. A csillapítás az áteresztősávban kb. 1-2 dB, ez a használt rezonátorok minőségétől függ. De ha találsz még olcsóbb módot az SSB-vel való adásra (a fázison kívül) - szólj.
A "leningrádi" kvarcszűrő frekvenciaválaszának javítása
S. Popov RA6CS
