Alacsony frekvenciájú erősítő előbemeneti fokozat. Vásároljon bakelitlemezeket az online áruházban

Egy komplett kisfrekvenciás ULF erősítő blokkvázlata a 14. ábrán látható.

14. ábra Az ULF blokkvázlata.

Beviteli szakasz el kell különíteni az előerősítő fokozatok csoportjától, mivel további követelmények vonatkoznak rá a jelforrással való koordinációra.

A jelforrás tolatásának csökkentése érdekében R i alacsony bemeneti impedanciájú erősítő R IN~ a következő feltételnek kell teljesülnie: R IN~ >> R i

Leggyakrabban a bemeneti fokozat egy emitter követő, amelyben R IN~ eléri az 50 kOhm-ot vagy többet, vagy olyan térhatású tranzisztorokat használnak, amelyek nagyon nagy bemeneti ellenállással rendelkeznek.

Ezenkívül a bemeneti fokozatnak maximális jel-zaj aránnyal kell rendelkeznie, mivel ez határozza meg a teljes erősítő zajtulajdonságait.

Kiigazítások lehetővé teszi a kimeneti teljesítményszint (hangerő, egyensúly) gyors beállítását és a frekvenciamenet alakjának (hangszín) megváltoztatását.

Utolsó szakaszok biztosítja a szükséges kimeneti teljesítményt a terhelésben minimális nemlineáris jeltorzítással és nagy hatékonysággal. A végső kaszkádokkal szemben támasztott követelményeket azok jellemzői határozzák meg.

1. A hangsugárzórendszerek alacsony impedanciájú terhelése esetén a teljesítményerősítő működése megköveteli a végső fokozat optimális illeszkedését a hangszórók teljes hangimpedanciájához: ROUT~ ≈ R H .

2. Az utolsó szakaszok fogyasztják az áramforrás energiájának nagy részét, és ezeknél a hatékonyság az egyik fő paraméter.

3. Az utolsó szakaszok által bevezetett nemlineáris torzítások aránya 70...90%. Ezt figyelembe veszik az üzemmódok kiválasztásakor.

Terminál előtti kaszkádok. Az erősítő nagy kimeneti teljesítménye esetén a végső szakaszok célja és követelményei hasonlóak a végső fokozatokhoz.

Ezen kívül, ha kétütemű a végső fokozatok tranzisztorokból készülnek ugyanaz szerkezetek, akkor a terminál előtti kaszkádok legyenek fázis fordított .

Követelmények a előerősítő fokozatok céljukból fakadnak - a jelforrás által a bemeneten létrehozott feszültség és áramerősítés a teljesítményerősítési fokozatok gerjesztéséhez szükséges értékre.

Ezért a többfokozatú előerősítők legfontosabb mutatói a következők: feszültség- és áramerősítés, frekvenciaválasz (AFC) és frekvencia torzítás.

Az előerősítő fokozatok alapvető tulajdonságai:

1. A jel amplitúdója az előfokozatokban általában kicsi, ezért a legtöbb esetben a nemlineáris torzítások kicsik és figyelmen kívül hagyhatók.

2. Az előerősítő fokozatok egyvégű áramkörökkel történő felépítéséhez nem gazdaságos A mód szükséges, ami gyakorlatilag nincs hatással az erősítő általános hatékonyságára a tranzisztorok nyugalmi áramának alacsony értéke miatt. .

3. A legszélesebb körben használt áramkör az előfokozatokban a tranzisztor közös emitterrel történő összekapcsolása, amely lehetővé teszi a legnagyobb nyereség elérését, és kellően nagy bemeneti ellenállású ahhoz, hogy a fokozatokat a transzformátorok illesztése nélkül, az erősítés elvesztése nélkül lehessen csatlakoztatni. .

4. Az üzemmód előzetes szakaszban történő stabilizálásának lehetséges módjai közül az emitter-stabilizálás vált a legelterjedtebbé, mint a leghatékonyabb és legegyszerűbb áramkör.

5. Az erősítő zajtulajdonságainak javítása érdekében az első fokozat tranzisztorát alacsony zajszintűre, nagy statikus áramerősítéssel h 21e > 100-ra választjuk, egyenáramú üzemmódját pedig kisáramú I ok. = 0,2...0,5 mA, és maga a tranzisztor A bemeneti impedancia növelésére az ULF-et egy közös kollektoros (CC) áramkör szerint kapcsolják be.

Az előzetes amplifikációs fokozatok tulajdonságainak vizsgálatához a egyenértékű elektromos áramkörük váltakozó áramra. Ehhez a tranzisztort egy egyenértékű áramkörrel (egyenértékű generátorral) helyettesítjük E OUT, belső ellenállás R OUT,áteresztőképesség S K), és a külső áramkör minden olyan eleme, amely az erősítést és a frekvenciamenetet (frekvencia torzítást) befolyásolja, rá van kötve.

Az előzetes erősítési fokozatok tulajdonságait a felépítésük séma határozza meg: -val kapacitív vagy galvanikus csatlakozások bipoláris vagy térhatású tranzisztorokon, differenciális, cascode és egyéb speciális áramkörök.

A tranzisztoros erősítők megvalósítása során számos speciális problémát kell megoldani. Először is biztosítania kell. Korábban már megvizsgáltuk a tranzisztor üzemmódjainak típusait, például az A lineáris erősítési módot, a B, C módot, a D és F kulcsmódokat. Leggyakrabban a tranzisztorokat használó erősítő fokozatok áramköreit tekintjük az A móddal kapcsolatban. Az erősítő fokozatok leggyakoribb áramkörei a következők:

• Emitter stabilizáló áramkör
• Differenciálerősítő
• Push-pull erősítő

Áramkör rögzített alapárammal

Fix feszültségű alapáramkör

Kollektor stabilizáló áramkör

Emitter stabilizáló áramkör

Differenciálerősítő

Egy másik gyakori erősítő fokozat áramkör. A differenciálerősítő áramkör széles körben elterjedt a bemeneti differenciáljel magas zajtűrése miatt. Ennek az erősítő fokozatú áramkörnek egy másik előnye az alacsony feszültségű tápegységek használatának lehetősége. A differenciálerősítőt úgy alakítják ki, hogy két tranzisztor emitterét egyetlen ellenállás- vagy áramgenerátorhoz kapcsolják. Az erősítő fokozat egyik változata, differenciálerősítőként valósítva, a 6. ábrán látható.

A differenciálerősítő áramkörön alapuló erősítő fokozatokat széles körben használják a modern integrált áramkörökben, például műveleti erősítőkben, köztes frekvenciájú erősítőkben, sőt olyan teljesen működő egységekben is, mint az FM jelvevő, mobiltelefon rádióút, kiváló minőségű frekvenciakeverők stb. .

Push-pull erősítő

Push-pull erősítőben bármelyik tranzisztoros üzemmód használható, de leggyakrabban ebben az erősítőfokozatú áramkörben a B üzemmódot alkalmazzák, ami abból adódik, hogy a kimeneten push-pull fokozatokat használnak. erősítő, ahol fokozott működési hatásfok (nagy hatásfok) szükséges .erősítő fokozat). Mind az azonos vezetőképességű, mind a különböző vezetőképességű tranzisztorokon megvalósíthatók. A push-pull erősítők egyik leggyakoribb típusának diagramja a 7. ábrán látható.

A push-pull erősítő áramkörök jelentősen csökkenthetik a bemeneti jel egyenletes harmonikusainak szintjét, így ez az erősítő fokozatú áramkör elterjedt, de a push-pull erősítő áramkört a digitális technikában is széles körben alkalmazzák. Ilyen például a CMOS chipek.

Irodalom:

Az "Erősítő fokozatok áramkörei tranzisztorokkal" cikkel együtt olvassa el:

Az alacsony frekvenciájú erősítők végső szakaszai

Egyvégű erősítők

A csöves vevőegységekben egyvégű erősítőket legfeljebb 4...5 W kimenő teljesítménnyel használnak. A nagy kimeneti teljesítményekhez általában push-pull erősítőket használnak.
Az utolsó szakasz legegyszerűbb áramköre - egy áramkör a terhelés közvetlen csatlakoztatásával - látható 1. ábra .

1. ábra

Annak érdekében, hogy a fejhallgatót ne érje magas feszültség, gyakran kapcsolja be az ábrán látható módon 1. ábra pontozott vonal, és 4,7...10 kOhm ellenállás kerül az anódáramkörbe.
A rádiós műsorszóró vevőkészülékek végső szakaszainak leggyakoribb terhelése egy elektrodinamikus hangszóró, amelynek tekercsellenállása 3...10 Ohm. Az ilyen hangszórókat a végső fokozatok anódáramkörei egy kimeneti transzformátoron keresztül tartalmazzák. Jelenleg 200...800 Ohm ellenállású elektrodinamikus hangszórókat fejlesztettek ki, amelyek kimeneti transzformátorok nélkül csatlakoztathatók erősítőhöz.

A transzformátor nemcsak a váltakozó feszültséget vagy áramot teszi lehetővé, hanem a tekercseinek kivezetései közötti ellenállás mértékét is. Ez magyarázza a transzformátorok széles körben elterjedt használatát az alacsony frekvenciájú erősítőkben.

Tételezzük fel az egyszerűbb érvelés kedvéért, hogy a transzformátor hatásfoka 100%. Csatlakoztassuk a Tr leléptető transzformátor w1 tekercsét a váltóáram generátorhoz, és kössünk 100 ohmos terhelési ellenállást a w2 tekercshez (2. ábra) .

2. ábra

Ha a generátor feszültsége 100 V, és az n transzformációs tényező egyenlő a tekercsfordulatok számának n = w1/w2 = 2 arányával, akkor az R2 terhelési ellenálláson áthaladó I2 áram és a terhelésben lévő P2 teljesítmény egyenlő:

I2 = U2/R2 = 50 V/100 Ohm = 0,5 A
P2 = U2 I2 = 50 V x 0,5 A = 25 W.

Mivel a transzformátor hatásfoka 100%, a terhelésben lévő teljesítmény megegyezik azzal a teljesítménnyel, amelyet a transzformátor a generátortól fogyaszt, azaz P1 = 25 W. Az áramerősség a generátor áramkörében és a w1 tekercsben egyenlő:

I1 = P1/U1 = 25 W/100 V = 0,25 A.

A generátorok w1 tekercselési ellenállása egyenlő:

R1 = U1/I1 = 100 V/ 0,25 A = 400 Ohm.

Következésképpen az R1 ellenállás négyszer nagyobbnak bizonyult, mint az R2. Ha megismételjük a számítást n = 3-ra, azt találjuk, hogy R1 9-szer nagyobb lesz, mint R2 stb. Ezért írhatod:

(1)

Így, ha az R2 ellenállást a transzformátor egyik tekercsére csatlakoztatjuk, akkor a generátor másik tekercsének ellenállása n-szer nagyobb négyzetben.

Ha a transzformátor lecsökkentő transzformátor, akkor n nagyobb egynél, és az R1 ellenállás nagyobb, mint az R2 ellenállás. Fokozatos transzformátor esetén n kisebb egynél, és amint az (1) képletből látható, az R1 ellenállás kisebb, mint az R2 ellenállás. Mivel az R1 ellenállás csak az R2 ellenállás értékétől függ, szokás azt mondani, hogy R1 a primer tekercsre csökkentett vagy újraszámított ellenállás.

Különböző transzformációs arányú transzformátorok használatával R2-nél nagyobb és kisebb ellenállás érhető el.

Tovább 3. ábra egy nyalábú tetródon (vagy pentódon) lévő egyvégű végső fokozat leggyakoribb áramkörét mutatja be.

3. ábra

A lámpa terhelése a Gr hangszóró ellenállása, a w1 primer tekercslé alakítva (de nem a w1 tekercs ellenállása!). Mint már jeleztük, az elektrodinamikus hangszórók tekercsének ellenállása nem haladja meg az 5...10 Ohmot. Az alacsony frekvenciájú erősítők végső szakaszában történő működésre tervezett legtöbb elektronikus cső Ra 2,5...10 kOhm terhelési ellenállás mellett ad le maximális teljesítményt.

A kis ellenállású R2p hangszóró-ellenállás átalakítása nagy ellenállású Ra terhelési ellenállássá egy kimeneti transzformátor segítségével történik.

Könnyen ellenőrizhető, hogy a transzformátornak lecsökkentett transzformátornak kell lennie, és az átalakítási aránya az (1) képletből található. A valódi transzformátorok hatásfoka 100% alatti.

(2)

A w2 szekunder tekercs szükséges fordulatszáma, a hangszóró hangtekercsének ellenállásától függően, a következő képlet segítségével található:

ahol w1 a primer tekercs meneteinek száma a pontban meghatározott Asztal 1.

Asztal 1

* A lámpa pentode része.
** A kimeneti teljesítmény a kimeneti transzformátor veszteségeit figyelembe véve kerül kijelzésre.

A legtöbb végfokozatú áramkörben a gerenda tetódákon vagy pentódokon a Csh kondenzátor párhuzamosan van csatlakoztatva a primer tekercshez. Néha a Сш kondenzátor a lámpa anódja és a föld közé van kötve. Mint ismeretes, az elektrodinamikus hangszóró tekercsének ellenállása nagymértékben függ a frekvenciától, és a frekvenciával változik, amint az a 4. ábra.

4. ábra

Körülbelül ugyanezen törvény szerint a primer tekercsre csökkentett ellenállás, azaz a sorkapocs lámpa terhelési ellenállása a frekvenciával változik. A lámpa terhelési ellenállásának megváltoztatása a nemlineáris torzítási együttható növekedéséhez vezet.

Ismeretes, hogy a kondenzátor ellenállása a frekvencia növekedésével csökken. Ezért a kimeneti transzformátor primer tekercsével párhuzamosan egy Csh kondenzátor van csatlakoztatva, így a lámpa terhelési ellenállása állandó marad az erősített frekvenciasávon belül. A Csh kondenzátor kapacitása 3000 pF és 10000 pF között van kiválasztva. Az Ssh kondenzátor üzemi feszültségének 2...3-szor nagyobbnak kell lennie, mint az anód áramforrás feszültsége.

A kapocslámpák katódáramkörében a tipikus ellenállásértékek és a sorkapocslámpák javasolt üzemmódjai a következőkben vannak megadva asztal 1 . A 6P1P, 6P6S lámpák esetében ennek az ellenállásnak a névleges teljesítményének legalább 1 W-nak, a 6P14P és 6P18P lámpáknak pedig legalább 0,5 W-nak kell lennie. +/- 5%-os tűréssel célszerű ellenállásokat alkalmazni. Az automatikus előfeszítési ellenállást blokkoló Sk kondenzátornak legalább 10 µF kapacitásúnak kell lennie egy 6P14P lámpánál, és legalább 5 µF-os más lámpáknál.

A sorkapocslámpák stabil működése érdekében az Rc ellenállás a vezérlőrács áramkörében nem haladhatja meg az 1 MOhm-ot.

Ultra lineáris erősítő

A fő különbség az ultralineáris erősítő között ( 5. ábra ) a szokásostól az, hogy a lámpa árnyékoló rácsát nem az áramforrás pluszjához, hanem a kimeneti transzformátor primer tekercsének meneteinek egy részéhez kötik.

5. ábra

Állandó feszültség az áramkörök árnyékoló rácsán 3. ábra És 5. ábra Ugyanarról. Az ultralineáris erősítő áramkörben azonban a lámpa árnyékoló rácsára váltakozó kimeneti feszültséget is kap, amely a primer tekercs 1-2 kapcsok közötti részéből kerül le. A lámpamód helyes megválasztásával a nemlineáris torzítások a végső szakaszban élesen csökkennek, a kimeneti teljesítmény és az erősítés pedig kissé csökken.

A transzformátoros erősítő frekvenciamenetét elsősorban az L1 primer tekercs induktivitása, valamint a transzformátor primer és szekunder tekercsei közötti szivárgási induktivitás határozza meg.
A kimeneti transzformátor primer tekercsének induktivitását úgy kell megválasztani, hogy ennek a tekercsnek az induktív ellenállása nagyobb legyen, mint a hangszóró primer tekercslé alakított ellenállása. Ez könnyen megtehető közepes hangfrekvenciákon, amelyeken a kaszkád frekvenciaválasza egyenletes ( 6. ábra ).

6. ábra

Mint tudják, a frekvencia csökkenésével a tekercs induktív reaktanciája csökken, és ezért a terhelési ellenállást söntöli. A terhelési ellenállás csökkentése pedig csökkenti az erősítést alacsonyabb frekvenciákon. Minél kisebb a kimeneti transzformátor L1 primer tekercsének induktivitása, annál nagyobb az erősítő frekvenciamenete (szaggatott görbe 6. ábra ).

A valódi kimeneti transzformátorokban a szórás miatt a primer tekercsen áthaladó váltakozó áram által létrehozott mágneses erővonalak egy része zárva van, megkerülve a szekunder tekercs meneteit. Ez az úgynevezett szivárgási fluxus, amely nem hoz létre váltakozó feszültséget a szekunder tekercsen. Alacsony és közepes frekvenciákon ez a csökkenés jelentéktelen, de a legmagasabb frekvenciákon a terhelés feszültsége meredeken csökken.

Hagyományosan a szivárgási fluxus hatása úgy képzelhető el, mint valami kis induktivitás, az úgynevezett Ls szivárgási induktivitás, amely sorba van kötve a kimeneti transzformátor primer tekercsével. Alacsony és közepes frekvenciákon a szivárgási induktivitás ellenállás értéke sokkal kisebb, mint az újraszámított terhelési ellenállás értéke. A legmagasabb frekvenciákon ez az ellenállás növeli és csökkenti a váltakozó feszültséget a primer, tehát a szekunder tekercsen. Minél nagyobb a szivárgási fluxus, annál nagyobb a szivárgási induktivitás és annál rosszabb az erősítő frekvenciamenete magasabb frekvenciákon (szaggatott vonal 6. ábra ).

A szivárgási induktivitás csökkentése a kimeneti transzformátor gondos gyártásával és a tekercsek speciális kialakításával érhető el. A legegyszerűbb esetben a primer tekercs meneteinek első felét, majd a szekunder tekercset, és rá a primer tekercs többi menetét tekercseljük fel. A primer tekercs részei sorba vannak kötve, vagyis az első felének vége a második elejével.

A lámpák egyvégű végfokozataiban a kimeneti transzformátor primer tekercsén mindig egyenáram folyik át, amely mágnesezi a transzformátor magját. Ez két kellemetlen jelenséghez vezet.

Először az erősítő torzításmentes kimeneti teljesítménye csökken. Ezért ugyanazon torzításmentes teljesítményhez az állandó mágnesezéssel működő transzformátornak nagyobb méretűnek kell lennie, mint a mágnesezés nélküli transzformátornak.

Másodszor, a mag egyenárammal történő mágnesezése csökkenti a maganyag mágneses permeabilitását. Ez csökkenti a kimeneti transzformátor primer tekercsének induktivitását, ami viszont a legalacsonyabb frekvenciákon a kaszkáderősítés csökkenéséhez vezet, vagyis a frekvencia torzításának megjelenéséhez.

Az állandó mágnesezés hatásának gyengítése érdekében a magot úgy kell összeszerelni, hogy a W alakú lemezek és a jumperek között 0,1...0,2 mm-es rés legyen. Ebbe a résbe 0,1...0,15 mm vastagságú papírtömítés kerül.

Push-pull erősítők

A push-pull trióda erősítő vázlatos diagramja látható 7. ábra .

7. ábra

A diagramból látható, hogy az egyes lámpák anódáramának állandó komponense átfolyik a kimeneti transzformátor primer tekercsének felén. A tekercsek felében az áram iránya ellentétes, ezért a magban keletkező mágneses tér megegyezik az egyes lámpák árama által létrehozott mezők különbségével. Ha a tekercsfelek fordulatszáma és a lámpák anódárama megegyezik, akkor a mágneses mezők kioltják egymást, és a kapott mágneses tér a magban egyenlő nullával. Ez a push-pull áramkör egyik fontos előnye.

A mag egyenárammal történő mágnesezésének hiánya - állandó előfeszítés - lehetővé teszi, hogy kisebb méretű magot válasszon, mint az azonos kimeneti teljesítményű erősítőkben. Ezenkívül nincs szükség hézagra a magban.

Az L1 és L2 lámpák rácsát (általában fázisinverterről) két egyenlő amplitúdójú, de ellentétes fázisú feszültség táplálja. Ezért a lámpák anódáramai is ellenfázisban változnak, vagyis amikor az egyik lámpa anódárama nő, a második lámpa anódárama csökken ( 8. ábra ).

8. ábra

De mivel a kimeneti transzformátor primer tekercsének felei ellentétes irányban vannak csatlakoztatva, a magban lévő váltakozó mágneses mező arányosnak bizonyul az anódáramok számtani összegével ( 8c. ábra ). Ezért a kimeneti transzformátor szekunder tekercsének feszültsége kétszerese lesz annak a feszültségnek, amely egy lámpa működtetésekor lenne.

Ha egy push-pull áramkör mindegyik lámpája Pout kimeneti teljesítményt fejleszt, akkor a push-pull áramkör teljes kimeneti teljesítménye 2Pout lesz. Ugyanolyan teljesítményt kaphatnánk, ha két lámpát párhuzamosan kapcsolnánk egy egyciklusú áramkörbe, de a push-pull áramkörnek számos előnye van, amelyek közül a legfontosabb a kimeneti transzformátor magjának állandó mágnesezettségének hiánya; kisebb nemlineáris torzítás az egyenletes harmonikusok hiánya miatt.

Az erősítő fokozatok többféle üzemmódban működhetnek, ezek közül az LF erősítőkben A, B, AB, AB1, AB2 osztályú módok használatosak.

A osztályú mód. Az A osztályú erősítő lámpák vezérlőrácsán - a működési ponton - az előfeszültséget úgy választják meg, hogy a lámpák rácsán lévő jel váltakozó feszültsége ne haladja meg a lámpa rács jellemzőinek egyenes szakaszát. ( 9a. ábra ).

9a. ábra

Az erősítő teljesítménye A osztályú üzemmódban: alacsony nemlineáris torzítás; a lámpa anódos nyugalmi árama nagyobb, mint az anódáram váltakozó komponense, ami miatt a hatásfok kicsi és 30...40%-ot tesz ki.

B osztályú mód. B osztályú üzemmódban a működési pontot a lámpák rácskarakterisztikája alsó kanyarulatánál választják ki ( 9b. ábra ). Ebben az esetben a lámpa anódos nyugalmi árama közel nulla, így az anódáram csak a bemeneti feszültség pozitív félhullámainál folyik át a lámpán. A B osztályú üzemmód csak push-pull áramkörökben alkalmazható. Ezekben az áramkörökben a karokban lévő lámpák felváltva működnek: a bemeneti feszültség egyik félperiódusa alatt az anódáram az egyik lámpán, a másik félidőben pedig a másik lámpán halad át.
A B osztályú üzemmód előnye a nagy hatékonyság. - 60...75%-ig. Nem szabad megfeledkezni arról, hogy a B módú erősítők esetében lehetetlen előfeszítést létrehozni a lámparácsokon a katódáramkör ellenállásaival.

9b. ábra

AB osztályú mód. Az AB osztályú mód az A és B mód között egy közbenső helyet foglal el. A vezérlőhálózat előfeszítő feszültsége kisebb, mint a B osztályú erősítőnél, de nagyobb, mint az A osztályú erősítőnél ( 9c. ábra ). Ennek eredményeként a gyenge jelek erősítése ebben az üzemmódban az A osztályban történik, az erős jelek pedig a B osztályban. Az AB üzemmódú erősítő nemlineáris torzításai valamivel nagyobbak, mint az A módú torzítások, és a hatásfok sokkal több, különösen az erősített jel nagy amplitúdóján. Az AB módot csak push-pull erősítőkben használják.

9c. ábra

Az AB üzemmódú erősítők két csoportra oszthatók: AB1, amelyben nincsenek rácsáramok, és AB2, amelyekben a munka hálózatáramokkal történik. Fentebb a vákuumcsöveket használó erősítők különféle üzemmódjairól beszéltünk, de minden, ami elhangzott, teljes mértékben a tranzisztoros erősítőkre vonatkozik.

Kimeneti szakaszok a "kettes" alapján

Jelforrásként 2 kOhm-os lépésekben hangolható (100 Ohm-tól 10,1 kOhm-ig terjedő) kimeneti ellenállású váltakozó áramú generátort fogunk használni (3. ábra). Így a VC tesztelésekor a generátor maximális kimeneti ellenállásán (10,1 kOhm) bizonyos mértékig közelebb hozzuk a vizsgált VC üzemmódját egy nyitott visszacsatoló hurokkal rendelkező áramkörhöz, és egy másikban (100 Ohm) - zárt visszacsatoló hurokkal rendelkező áramkörhöz.

A kompozit bipoláris tranzisztorok (BT) fő típusait az ábra mutatja. 4. A VC-ben leggyakrabban kompozit Darlington-tranzisztort használnak (4a. ábra), amely két azonos vezetőképességű (Darlington „kettős”) tranzisztoron alapul, ritkábban - két különböző tranzisztorból álló kompozit Szyklai-tranzisztort (4b. ábra). vezetőképesség egy jelenlegi negatív operációs rendszerrel, és még ritkábban - egy kompozit Bryston tranzisztor (Bryston, 4. ábra c).
ábrán látható a "gyémánt" tranzisztor, a Sziklai összetett tranzisztor típusa. 4 g A Szyklai tranzisztorral ellentétben ebben a tranzisztorban az „áramtükörnek” köszönhetően a VT 2 és VT 3 tranzisztorok kollektorárama közel azonos. Néha a Shiklai tranzisztort 1-nél nagyobb átviteli együtthatóval használják (4. d. ábra). Ebben az esetben K P =1+ R 2/ R 1. Hasonló áramkörök is előállíthatók térhatású tranzisztorok (FET) segítségével.

1.1. Kimeneti szakaszok a "kettes" alapján. A "Deuka" egy push-pull végfokozat Darlington, Szyklai áramkör vagy ezek kombinációja szerint csatlakoztatott tranzisztorokkal (kvázi komplementer fokozat, Bryston stb.). A Darlington-kettesen alapuló tipikus push-pull végfokozat látható az ábrán. 5. Ha a VT 1, VT 2 bemeneti tranzisztorok R3, R4 emitterellenállásait (10. ábra) ellentétes teljesítménybuszokhoz csatlakoztatjuk, akkor ezek a tranzisztorok áramlezárás nélkül, azaz A osztályú üzemmódban működnek.

Nézzük, milyen párosítást adnak a kimeneti tranzisztorok a két "Darlingt she"-hez (13. ábra).

ábrán. A 15. ábra a professzionális és az onal erősítők egyikében használt VK áramkört mutatja.

A Siklai-séma kevésbé népszerű a VK-ban (18. ábra). Az UMZCH tranzisztoros áramkör tervezésének fejlesztésének korai szakaszában népszerűek voltak a kvázi komplementer kimeneti fokozatok, amikor a felkar a Darlington áramkör, az alsó pedig a Sziklai áramkör szerint történt. Az eredeti változatban azonban a VC karok bemeneti impedanciája aszimmetrikus, ami további torzításhoz vezet. Egy ilyen VC módosított változata Baxandall diódával, amely a VT 3 tranzisztor bázis-emitter átmenetét használja, az ábrán látható. 20.

A figyelembe vett „kettesek” mellett van a Bryston VC olyan módosítása, amelyben a bemeneti tranzisztorok az emitterárammal egy vezetőképességű tranzisztorokat, a kollektoráram pedig az eltérő vezetőképességű tranzisztorokat vezérlik (22. ábra). Hasonló kaszkád megvalósítható térhatású tranzisztorokon, például Lateral MOSFET-en (24. ábra).

A Sziklai-áramkör szerinti hibrid végfokozat, kimenetként térhatású tranzisztorokkal, az ábrán látható. 28. Tekintsük egy párhuzamos erősítő áramkörét térhatású tranzisztorokkal (30. ábra).

A „kettes” bemeneti ellenállásának növelésének és stabilizálásának hatékony módjaként javasolt puffer alkalmazása a bemenetén, például egy emitterkövető áramgenerátorral az emitter áramkörben (32. ábra).

A figyelembe vett „kettesek” közül a fáziseltérés és a sávszélesség tekintetében a legrosszabb a Szyklai VK volt. Nézzük meg, mit tud egy puffer használata egy ilyen kaszkádhoz. Ha egy puffer helyett kettőt használunk párhuzamosan kapcsolt különböző vezetőképességű tranzisztoron (35. ábra), akkor további paraméterjavulásra és a bemeneti ellenállás növekedésére számíthatunk. A figyelembe vett kétfokozatú áramkörök közül a térhatású tranzisztoros Szyklai áramkör bizonyult a legjobbnak a nemlineáris torzítások tekintetében. Nézzük meg, mit tesz egy párhuzamos puffer telepítése a bemenetére (37. ábra).

A vizsgált kimeneti fokozatok paramétereit a táblázat foglalja össze. 1 .

A táblázat elemzése alapján a következő következtetéseket vonhatjuk le:
- a BT-n UN-terhelésként a „kettes”-ből származó bármely VC nem alkalmas nagy hűségű UMZCH-ban való munkára;
- a kimeneten egyenáramú VC jellemzői kevéssé függenek a jelforrás ellenállásától;
- a BT-n a „kettes” bármelyikének bemenetén található pufferfokozat növeli a bemeneti impedanciát, csökkenti a kimenet induktív komponensét, kiterjeszti a sávszélességet és függetleníti a paramétereket a jelforrás kimeneti impedanciájától;
- A VK Siklai egyenáramú kimenettel és párhuzamos pufferrel a bemeneten (37. ábra) rendelkezik a legmagasabb karakterisztikával (minimális torzítás, maximális sávszélesség, nulla fáziseltérés a hangtartományban).

Kimeneti fokozatok "hármas" alapján

A kiváló minőségű UMZCH-kban gyakrabban használnak háromlépcsős struktúrákat: Darlington-hármasok, Shiklai Darlington kimeneti tranzisztorokkal, Shiklai Bryston kimeneti tranzisztorokkal és egyéb kombinációk. Jelenleg az egyik legnépszerűbb kimeneti fokozat a három tranzisztorból álló kompozit Darlington-tranzisztoron alapuló VC (39. ábra). ábrán. A 41. ábrán egy kaszkádelágazású VC látható: a bemeneti jelismétlők egyidejűleg két fokozaton működnek, amelyek viszont szintén két-két fokozaton, a harmadik fokozat pedig a közös kimenetre csatlakozik. Ennek eredményeként négyes tranzisztorok működnek egy ilyen VC kimenetén.

A VC áramkör, amelyben kompozit Darlington tranzisztorokat használnak kimeneti tranzisztorokként, az ábrán látható. 43. A 43. ábrán látható VC paraméterei jelentősen javíthatók, ha a bemenetére egy párhuzamos puffer kaszkád kerül, amely jól bevált a „kettesekkel” (44. ábra).

A VK Siklai változata az ábrán látható diagram szerint. 4 g kompozit Bryston tranzisztorokat használva látható az ábrán. 46. ábrán. A 48. ábrán a Sziklai tranzisztorokon (4e. ábra) található VC egy olyan változata látható, amelynek átviteli együtthatója körülbelül 5, amelyben a bemeneti tranzisztorok A osztályban működnek (a termosztát áramkörök nincsenek feltüntetve).

ábrán. Az 51. ábra a VC-t mutatja az előző áramkör felépítése szerint, csak egységnyi átviteli együtthatóval. Az áttekintés hiányos lesz, ha nem foglalkozunk a kimeneti fokozat áramkörével a Hawksford-féle nemlinearitási korrekcióval, az ábrán látható módon. 53. A VT 5 és VT 6 tranzisztorok kompozit Darlington tranzisztorok.

Cseréljük ki a kimeneti tranzisztorokat laterális típusú térhatású tranzisztorokra (57. ábra).

A kimeneti tranzisztorok telítésgátló áramkörei hozzájárulnak az erősítők megbízhatóságának növeléséhez azáltal, hogy kiküszöbölik az átmenő áramokat, amelyek különösen veszélyesek a nagyfrekvenciás jelek vágásakor. Az ilyen megoldások változatai az ábrán láthatók. 58. A felső diódákon keresztül a telítési feszültséghez közeledve a tranzisztor kollektorába többlet bázisáramot vezetnek. A teljesítménytranzisztorok telítési feszültsége általában 0,5...1,5 V tartományba esik, ami megközelítőleg egybeesik a bázis-emitter átmenet feszültségesésével. Az első opciónál (58. a ábra) az alapáramkörben lévő kiegészítő dióda miatt az emitter-kollektor feszültség kb. 0,6 V-tal nem éri el a telítési feszültséget (feszültségesés a diódán). A második áramkör (58b. ábra) megköveteli az R 1 és R 2 ellenállások kiválasztását. Az áramkörök alsó diódáit úgy tervezték, hogy az impulzusjelek alatt gyorsan kikapcsolják a tranzisztorokat. Hasonló megoldásokat használnak a tápkapcsolókban is.

A minőség javítása érdekében az UMZCH-kat gyakran külön tápegységgel látják el, 10...15 V-tal növelve a bemeneti fokozatban és a feszültségerősítőben, és csökkentve a kimeneti fokozatban. Ebben az esetben a kimeneti tranzisztorok meghibásodásának elkerülése és az előkimeneti tranzisztorok túlterhelésének csökkentése érdekében védődiódákat kell használni. Tekintsük ezt a lehetőséget az áramkör módosításának példájával a 3. ábrán. 39. Ha a bemeneti feszültség a kimeneti tranzisztorok tápfeszültsége fölé emelkedik, a VD 1, VD 2 további diódák kinyílnak (59. ábra), és a VT 1, VT 2 tranzisztorok többlet bázisáramát a tápsínekre vezetik. végső tranzisztorok. Ebben az esetben a bemeneti feszültség nem emelkedhet a VC kimeneti fokozatának tápszintje fölé, és a VT 1, VT 2 tranzisztorok kollektorárama csökken.

Előfeszített áramkörök

Korábban az egyszerűség kedvéért az UMZCH előfeszítő áramköre helyett külön feszültségforrást használtak. A vizsgált áramkörök közül sok, különösen a bemeneten párhuzamos követővel rendelkező kimeneti fokozatok nem igényelnek előfeszítő áramkört, ami további előnyük. Most nézzük meg a tipikus eltolási sémákat, amelyek az ábrán láthatók. 60, 61.

Stabil áramgenerátorok. Számos szabványos áramkört széles körben használnak a modern UMZCH-kban: differenciális kaszkád (DC), áramreflektor ("áramtükör"), szintváltó áramkör, cascode (soros és párhuzamos tápegységgel, ez utóbbit "törött cascode"), egy stabil generátoráram (GST), stb. Helyes használatuk jelentősen javíthatja az UMZCH műszaki jellemzőit. A fő GTS áramkörök paramétereit (62. ábra - 6 6) modellezéssel becsüljük meg. Feltételezzük, hogy a GTS az UN terhelése, és párhuzamosan van csatlakoztatva a VC-vel. Tulajdonságait a VC vizsgálatához hasonló technikával vizsgáljuk.

Aktuális reflektorok

A szóban forgó GTS áramkörök az egyciklusú UN dinamikus terhelésének változatai. Az egy differenciális kaszkáddal (DC) rendelkező UMZCH-ban az ellendinamikai terhelés megszervezéséhez az UN-ban egy „áramtükör” vagy más néven „áramvisszaverő” (OT) szerkezetét használják. Az UMZCH ilyen felépítése a Holton, Hafler és mások erősítőire jellemző volt.Az áramreflektorok fő áramköreit az ábra mutatja. 67. Lehetnek egységnyi átviteli együtthatóval (pontosabban 1-hez közeli), vagy kisebb-nagyobb egységgel (skálaáram-reflektorok). Feszültségerősítőben az OT áram 3...20 mA tartományba esik: Ezért az összes OT-t például kb. 10 mA áramerősséggel teszteljük az ábra szerinti diagramnak megfelelően. 68.

A teszt eredményeit a táblázat tartalmazza. 3.

Valódi erősítőre példa az S. BOCK teljesítményerősítő áramkör, amely a Radiomir folyóiratban jelent meg, 201 1, No. 1, p. 5-7; 2. szám, p. 5 - 7 Radiotechnika 11. szám, 06.12

A szerző célja egy olyan végerősítő megalkotása volt, amely alkalmas ünnepi rendezvények és diszkók megszólaltatására egyaránt. Természetesen szerettem volna, ha egy viszonylag kis méretű tokba elfér, és könnyen szállítható. További követelmény vele szemben az alkatrészek könnyű elérhetősége. A Hi-Fi minőség elérése érdekében egy komplementer-szimmetrikus kimeneti áramkört választottam. Az erősítő maximális kimenő teljesítményét 300 W-ra állítottuk be (4 ohmos terhelés mellett). Ennél a teljesítménynél a kimeneti feszültség körülbelül 35 V. Ezért az UMZCH-nak 2x60 V-on belüli bipoláris tápfeszültségre van szüksége. Az erősítő áramköre a 2. ábrán látható. 1 . Az UMZCH aszimmetrikus bemenettel rendelkezik. A bemeneti fokozatot két differenciálerősítő alkotja.

A. PETROV, Radiomir, 201 1, 4-12

A térhatású tranzisztorok előnyei, mint például az alacsony nemlineáris torzítás, a nagy bemeneti impedancia és az alacsony zajszint, nagyon vonzóvá teszik őket az UMZCH előerősítő szakaszaiban. Azonban ezeknek a tranzisztoroknak az ilyen eszközökben való széles körű alkalmazását gátolja a viszonylag alacsony maximálisan megengedett lefolyóforrás feszültség.

Ettől a hátránytól megszabadulhat az előerősítő tranzisztorok bekapcsolásával az OI-OB cascode áramkör használatával (közös forrás - közös alap). A megjelent cikk az OI-OB áramkör szerint felépített bemeneti fokozattal rendelkező UMZCH egyik lehetőségét javasolja.

Az UMZCH sematikus diagramja

Az UMZCH sematikus diagramja az ábrán látható. Az erősítő szimmetrikus bemeneti fokozata VT1-VT4 tranzisztorokból áll, amelyek az OI-OB áramkör szerint vannak csatlakoztatva. Az UMZCH pre-terminális kaszkádja VT5, VT6 tranzisztorokra, a kimeneti fokozat pedig VT8-VT13 tranzisztorokra van összeszerelve a szabványos áramkör szerint.

Az erősítőt OOS áramkör fedi, melynek AC mélysége 32 dB. Minden kaszkádja szimmetrikus üzemmódban működik, ami lehetővé tette 40 W kimeneti teljesítményű harmonikus együttható elérését körülbelül 1% negatív visszacsatolás nélkül.

Az erősítő tápellátásához két forrásra van szükség: stabilizált feszültség +34 V és nem stabilizált +32 V. Ha ezekről a forrásokról táplálja, az erősítő a következő műszaki jellemzőkkel rendelkezik:

• névleges bemeneti feszültség - 0,8 V;
• bemeneti impedancia - 440 kOhm;
• névleges kimeneti teljesítmény 0,5% harmonikus torzítás mellett és 4 Ohm terhelési ellenállás mellett - 50 W;
• harmonikus együttható kimeneti teljesítményen 0,1...35 W 1000 Hz frekvencián - 0,07%, 20 000 Hz - 1%,
• kimeneti feszültség elfordulási sebessége (R1C2 áramkör nélkül) – 40 V/µs;
• jel-zaj arány - 86 dB.

Az erősítő MLT-0.5 (R3, R22, R25) és MLT-0.25 (egyéb) fix ellenállásokat használ; trimmerek (R5, R14) -SPZ-16; R26, R27 - huzal. C1 és C7 kondenzátorok - MBM; C2, C4-C6 - KT-1, SZ - oxid K50-6.

A KPZZD tranzisztorok felváltják a KP303G és KP303E típusokat; KP103M - KP103L; KT3102A - KT3102B; KT3107A–KT3107B; KT502E - KT502D; KT503E - KT503D; KT814G - KT814V, KT816V és KT816G; KT815G - KT815V, KT817V és KT817G; KT818G - KT818V; KT819G - KT819V.

A VT2 és VTZ tranzisztorokat a leeresztőáramok alapján kell kiválasztani. Uc = 8,5 V leeresztő feszültség és nulla kapufeszültség esetén 5,5...6,5 mA-en belül kell lenniük.

A VT12, VT13 tranzisztorokat egyenként 1000 cm2-es hűtőbordákra helyezik. Az egyik hűtőbordára egy VT7 tranzisztort kell ragasztani.

Felállítása

Az erősítő beállítása úgy kezdődik, hogy az R5 ellenálláson nulla feszültséget állítunk be az erősítő kimenetén. Ezután az R14 ellenállás a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramát 200 mA-re állítja. Végül téglalap alakú erősítő impulzusokkal az erősítő bemenetére
0,5 V feszültséggel és 1 kHz frekvenciával a C4 kondenzátor kiválasztásával elérjük az emisszió hiányát az erősítő tranziens válaszában.

V. Orlov, Moszkva.