位相角測定。 必要な位相シフトを取得する

次の実験をしてみましょう。 §153で説明した2つのループを備えたオシロスコープを回路に含めて（図305、a）、ループ1がコンデンサと直列に回路に含まれ、ループ2がこのコンデンサに並列になるようにします。 明らかに、ループ1から得られた曲線は、コンデンサを通過する電流の形状を示し、ループ2からは、コンデンサプレート（ポイントと）間の電圧の形状を示します。これは、オシロスコープのこのループでは、電流が各瞬間は電圧に比例します。 経験によれば、この場合、電流と電圧の曲線は位相がずれており、電流は4分の1周期（によって）だけ同相で電圧をリードします。 コンデンサをインダクタンスの大きいコイルに交換すると（図305、b）、電流が電圧より4分の1周期遅れていることがわかります（by）。 最後に、同じように、アクティブな抵抗の場合、電圧と電流が同相であることを示すことができます（図305、c）。

米。 305.電流と電圧の間の位相シフトを検出した経験：左側-実験のスキーム、右側-結果

一般的なケースでは、回路セクションにアクティブ抵抗だけでなくリアクティブ（容量、誘導、またはその両方）抵抗も含まれている場合、このセクションの両端間の電圧は電流に対して位相シフトされ、位相シフトはの範囲はからで、回路のこのセクションのアクティブ抵抗とリアクティブ抵抗の比率によって決まります。

電流と電圧の間で観測された位相シフトの物理的な理由は何ですか？

回路にコンデンサとコイルが含まれていない場合、つまり、回路の容量性抵抗と誘導性抵抗をアクティブと比較して無視できる場合、電流は電圧に従い、図1に示すように最大値とゼロ値を同時に通過します。 305、インチ

回路に顕著なインダクタンスがある場合、交流電流が回路を通過すると、eが回路に現れます。 d.s. 自己誘導。 このe。 d.s. レンツの法則によれば、eを引き起こす磁場の変化（したがって、この磁場を生成する電流の変化）を防ぐ傾向があるように方向付けられています。 d.s. 誘導。 電流の増加に伴いe。 d.s. 自己誘導はこの増加を防ぎ、したがって電流は自己誘導がない場合よりも遅く最大に達します。 現在のe。 d.s. 自己誘導は電流を維持する傾向があり、自己誘導がない場合よりも遅い時点でゼロ電流値に到達します。 したがって、インダクタンスが存在する場合、電流はインダクタンスが存在しない場合の電流と同相で遅れ、したがってその電圧と同相で遅れます。

回路のアクティブ抵抗を誘導性リアクタンスと比較して無視できる場合、時間内の電圧に対する電流の遅れは（位相シフトはに等しい）です。つまり、図に示すように、最大​​値はと一致します。 305b。 実際、この場合、アクティブ抵抗の電圧は、したがって、すべての外部電圧がeによって平衡化されているためです。 d.s. 誘導、これは方向が反対です：。 したがって、最大値は最大値と一致します。つまり、最大値が最も速く変化する瞬間に発生し、これは次の場合に発生します。 逆に、最大値を通過した瞬間、つまりこの瞬間、電流の変化は最小になります。

回路のアクティブ抵抗が無視できるほど小さくない場合、外部電圧の一部が抵抗で降下し、残りはeによってバランスが取られます。 d.s. 自己誘導： 。 この場合、図に示すように、最大​​値は時間の最大値から未満（位相シフトは未満）だけ離れています。 306.計算は、この場合、位相遅れは次の式で計算できることを示しています。

. (162.1)

上で説明したように、とがあります。

米。 306.アクティブ抵抗と誘導抵抗を含む回路の電流と電圧間の位相シフト

回路が静電容量コンデンサで構成されていて、アクティブ抵抗が無視できる場合、電圧で電流源に接続されたコンデンサプレートが充電され、それらの間に電圧が現れます。 コンデンサの電圧は、電流源の電圧にほぼ瞬時に追従します。つまり、同時に最大に達し、がなくなると消滅します。

この場合の電流と電圧の関係を図に示します。 307a。 イチジクに 307bは、回路内の交流電流の出現に関連するコンデンサを再充電するプロセスを条件付きで示しています。

米。 307. a）アクティブ抵抗がない場合の容量性抵抗のある回路での電圧と電流の間の位相シフト。 b）交流回路でコンデンサを再充電するプロセス

コンデンサが最大に充電されると（つまり、最大値を持つ）、電流と回路のすべてのエネルギーは、充電されたコンデンサの電気エネルギーになります（図307のポイント、a）。 電圧が低下すると、コンデンサが放電を開始し、回路に電流が流れます。 ライニング1からライニング2に、つまり電圧に向けられます。 したがって、図では。 307であり、負の値として表示されます（ポイントは時間軸の下にあります）。 コンデンサが完全に放電され（および）、電流が最大値（ポイント）に達するまでに。 電気エネルギーはゼロであり、すべてのエネルギーは電流によって生成された磁場のエネルギーに還元されます。 さらに、電圧の符号が変わり、同じ方向を保ちながら電流が弱まり始めます。 （と）が最大に達すると、すべてのエネルギーが再び電気になり、電流（ポイント）になります。 将来、（および）減少し始め、コンデンサが放電され、電流が増加し、プレート2からプレート1への方向、つまり正の方向になります。 電流は（点）などの瞬間に最大になります。 307、a上記で説明したように、電流は電圧よりも早く最大に達し、ゼロを通過します。つまり、電流は電圧と同相で進みます。

米。 308.アクティブ抵抗と容量性抵抗を含む回路の電流と電圧間の位相シフト

位相は、特定の時点での高調波信号の瞬時値を特徴づけます。 位相の単位は電気度またはラジアンです。 位相シフトは、直接評価と比較という2つの主要な方法で決定されます。

直接評価用の位相計には、レシオメトリック機構を備えたアナログ電気機械装置、アナログ電子位相計、デジタル位相計が含まれます。

比較方法は、オシロスコープを使用して測定されます。 この方法は、高精度が要求されない低電力回路で、測定信号のレベルが小さい場合に使用されます。 より正確な結果を得るために、オシロスコープが位相の等式の指標として機能する補償方法が使用されます。

数十から6〜8 kHzの信号の周波数範囲で測定する場合、レシオメトリックデバイスが使用されます。これにより、デバイスの低精度と高い自己消費で大振幅信号を測定できます。

アナログ電子位相計。 アナログ電子位相計である2チャネル回路の動作は、信号間のシフト角をパルス間の時間間隔に変換することに基づいています。 T、続いて現在の差に変換 Icp、その平均値はこの角度に比例します。

シフト角の回路出力電流への依存性を表す式は次のように記述されます。

Ψ=（180 * Icp）/ Im;

どこ Ψ は位相シフト角です。
Icp回路の出力での電流差の平均値です。
わたしはは出力パルスの振幅です。

高調波信号 U1と U2回路の基準要素と信号入力要素にそれぞれ供給されます。 入力要素は入力信号制限増幅器であり、正弦波信号を一定のフロントスロープを持つ一連のパルスに変換するために使用されます。

入力信号の影響下にある同期マルチバイブレータは、矩形パルスを生成します（グラフ3）。 マルチバイブレータの出力信号の持続時間は一定です T / 2しばらくの間、互いに対してシフトしました ΔT、角度に比例 ψ .

回路の基準部分と信号部分からの出力信号は、特別な差別化要素に供給され、その出力でスパイク信号が生成されます。 正のインパルスはフロントに変換され、負のインパルスはカットに変換されます（グラフ4）。

出力マルチバイブレータは以下の信号を受信します。 休みの日 MV基準チャネル：基準チャネルの正のパルスと測定チャネルの負のパルス。 測定チャネル出力MW：測定チャネルの正のパルスと参照チャネルの負のパルス。

同時に、リファレンスの出力で MV持続時間のある信号を受信する （T / 2 +ΔT）、および測定の出力で MW–（T /2-ΔT）.

出力MVのパルスの差に接続された測定マイクロアンメータは、電流差の平均値を示します。

Icp =（2ΔT/ T）Im;

この式に数式を代入すると ψ=ωΔТ、ω=2π/Т、 我々が得る：

ψ=360ºΔT/T=（180ºIcp）/ Im;

電流計の目盛りは、位相シフト角の単位で校正されています。 このメソッドを使用する場合のエラーは、機器の精度クラスによって異なります。

デジタル位相計。 これらのデジタルデバイスの動作原理は、依存関係に基づいています ψ=360ºΔT/T、しかし乗数の代わりに ΔT/T式には、例示的なパルスの数の値が含まれます N。 デジタル位相計の動作を図2に示します。

タイムセレクターのオープン時間は、測定された期間によって異なります T。 この期間中、基準周波数信号はタイムセレクターを通過します foおよび例示的な期間 それか、タイムスタンプジェネレータによって発行されます。 パルス数 N期間について Tになります：

N = T / To;

入力信号 U1と U2ストロボパルス整形器によって、それらは時間的にシフトされた一連のパルスに変換されます。 ΔT、信号の位相シフトに比例します。 タイムセレクターのオープン状態の時間は、 ΔT、および基準周波数の欠落パルス数は次のとおりです。

n=ΔT/To;

その後、依存関係 ψ 基準周波数の周波数とパルス数については、次のように記述されます。

ψ=360ºn/Nまた ψ=360º（fo / f）n;

このような周波数カウンタは、基準周波数が信号周波数の1000倍を超える条件で使用されます。

位相シフトの平均値を測定するために、分圧器によって制御される別のタイムセレクターがデジタル位相計回路に追加されます。 この場合、パルスのいくつかのグループは、シフト角に比例した大きさの2つの直列接続されたタイムセレクターを通過します。

比較測定。 電子オシロスコープは、比較によって位相シフトを決定するために使用されます。 位相シフト ψ は、線形または円形の掃引モードで動作するオシロスコープの画面に表示される図のパラメータに従って検出されます。

2ビームオシロスコープを使用する場合、同じ周波数の2つの信号が垂直偏向板に印加され、その間で位相シフトが測定されます。 2つの信号の水平線を揃えると、オシロスコープの画面に図3の図が表示されます。目盛りで測定されたセグメントに応じて abと 交流決定：

ψ=360ºΔТ/Т=360º.

この方法の誤りは、セグメントの決定が不正確であることにあります。 abと 交流、等高線の不正確な位置合わせ、および画面上の光線の太さ。

測定する場合 ψ リサージュ図形によると、測定された電圧はオシロスコープの水平および垂直入力に印加されます。 画面に楕円が表示されます。

楕円の中心は、座標系の中心に揃えられます。 画面上のセグメントのサイズを測定することによって しかしと で、位相シフトは次の式で求められます。

ψ=arctg（A / B）;

測定誤差 ψ リサージュ図形法は5〜10％です。 この方法のもう1つの欠点は、符号を決定せずに位相シフトを測定することです。

この欠点は次のように解決されます：電圧 u2水平プレートと陰極線管変調器に同時に90°の位相シフトで供給されます。 同時に、正の値の範囲で ψ -楕円の上部は明るく輝き、マイナスの部分は-下部です。

最も正確な定義 ψ 補償方法によって実行されます。 これを行うには、電圧の1つの回路に含まれている例示的な移相器（RCチェーン、ブリッジ、または変圧器回路）を使用します。 位相シフターは、測定されたものと等しいが反対の位相シフトを導入します ψ .

剪断されたとき ψ オシロスコープの画面では、傾斜した線が垂直方向の右側に偏向します。 ラインが左に傾いている場合、シフトは （180º-ψ）.

位相シフトの単位はラジアンと度です。

1°=π/180ラジアン。

カタログ分類では、位相差と群遅延の電子メーターは次のように指定されています。F1-参照計器、F2-位相メーター、FZ-測定位相シフター、F4-グループ遅延メーター、F5-相関メーター。

フロントパネルの電気機械式位相計には、Δφの記号が付いています。

位相は、特定の時間における高調波プロセスの状態を特徴づけます。

u(t) =ええと罪 （ωt+ φ).

フェーズは、正弦関数の引数全体です（ ωt+φ）。 通常、Δφは同じ周波数の振動に対して測定されます。

u 1(t) =ええと罪（ ωt+φ1）;

u 2(t) =ええと罪（ ωt+φ2）。

この場合、位相シフト

∆φ = ( ωt+φ1）-（ ωt-φ2）=φ1-φ2（5.10）

簡単にするために、1つの振動の初期位相はゼロ（たとえば、φ2 = 0）と見なされ、次に∆φ=φ1となります。

上記の位相シフトの概念は、高調波信号にのみ適用されます。 非調和（パルス）信号の場合、タイムシフトの概念が適用されます（遅延時間 t3）、その図は図に示されています。 5.6。

米。 5.6。 タイムシフトのある応力図

位相シフト測定は、産業用およびマイクロ波周波数で広く使用されています。 全周波数範囲にわたって。

位相シフトは、たとえば、四重極の入力電圧と出力電圧の間、および電流と電圧の間のAC電力回路で発生し、力率（cosφ）、したがって調査中の回路の電力を決定します。

工業用周波数での位相シフトを測定するために、電気力学的および強誘電性システムの電気機械式位相計が広く使用されています。 このような位相計の欠点は、信号源からの消費電力が比較的大きいことと、読み取り値が周波数に依存していることです。 電気機械式位相計の誤差が比較的減少しました-±0.5％以下。

位相シフトと信号周波数の測定に必要な精度に応じて、オシログラフィック（3つのうちの1つ）、補償、離散カウントの電子的方法、位相シフトを電流パルスに変換する方法、位相を使用する測定方法のいずれかが使用されます。マイクロプロセッサシステムに基づくメーター、メソッド信号周波数変換。

オシログラフィック法、次に、それらは、線形スイープ、正弦波スイープ（楕円）、および円形スイープの3つに分けられます。

実装用 線形掃引法 2チャンネルまたは2ビームオシロスコープ（または電子スイッチ付きのシングルビームオシロスコープ）を使用してください。 正弦波信号の画像が画面に表示されます（図5.7）。

米。 5.7。 線形掃引法を使用して位相シフトを測定するときの2つの正弦波信号のオシログラム

信号 u 1(t）と u 2(t）は、オシロスコープの入力Y1とY2に供給されます。 オシログラムの不動性を確保するには、スイープを調査中の信号の1つと同期させる必要があります。

測定されたセグメントによる0 aおよび0 b位相シフトは、関係から計算されます

(5.11)

線形掃引法では、位相シフトの符号を決定でき、その測定の全範囲（0 ... 360°）をカバーします。 この方法の誤差は±（5 ... 7°）であり、発生電圧の非線形性、セグメントの直線寸法の測定の不正確さによって決定されます0 aおよび0 b、ビームの焦点合わせの品質と明るさ（つまり、オペレーターのスキル）。

正弦波スイープ法 1つを使用して実装。 ビームオシロスコープ。 電圧で信号を研究 u 1（t）と u 2（t）内部リニアスイープジェネレータがオフの場合、オシロスコープのXおよびY入力に適用されます。 楕円形の図が画面に表示され（図5.8）、その形状は2つの電圧間の位相シフトとそれらの振幅に依存します。 位相シフトは次の式で決定されます

(5.12)

米。 5.8。 正弦波掃引法を使用して位相シフトを測定したときに得られるオシログラム

エラーを減らすために、振幅は測定前に均等化されます。 X tと Y mチャネルYおよびXでのスムーズな調整。

正弦波掃引法では、符号を決定せずに0〜180°の範囲の位相シフトを測定できます。

正弦波掃引法（楕円法）による測定誤差Δφは、式（5.12）に含まれるセグメントの測定精度、集束の品質、およびCRT画面上のビームの明るさに依存します。 これらの原因は、ゼロおよび90°に近い位相シフトで顕著な影響を及ぼします。

考慮されている両方の方法は、間接的で非常に面倒です。

円形スイープ方式-位相シフトを測定するための最も便利なオシロスコープの方法。 この場合、位相シフトの符号は、角度測定の全範囲（0 ... 360°）にわたって決定されます。 測定誤差は全範囲で一定です。

円形掃引法を使用して位相シフトを測定するときのオシロスコープのブロック図を図1に示します。 5.9、 a。

米。 5.9。 円形掃引法の実装の構造図 （a）角度の読み取り （b）および正弦波信号の図 （の）位相シフトを測定する場合

オシロスコープのXおよびY入力は、電圧の正弦波信号です。 U 1と U 3、抵抗とコンデンサで構成される移相器を使用して、相互に90°シフトしました。 電圧振幅のアームの抵抗が等しい場合 U 1と U 3も等しく、円の形のオシログラムが画面上に観察されます（図5.9、 b）。

比較された信号 u 1（t）と u 2（t）正弦波電圧を電圧の短い単極パルスのシーケンスに変換する2つの同一のシェーパーの入力に供給されます U 4と U 5（図5.9 、 の）急な前線で。 パルスの開始は、正弦波が増加するにつれて、時間軸を通る正弦波の遷移の瞬間と一致します。 電圧信号 U 4と U 5 OR論理回路に入ると、それらが合計され、電圧を伴う一連のパルスが出力に現れます。 U 6、これらは管の制御電極（変調器）に供給され、ポイント1と2でビームの輝度を制御し、輝度が増加したポイントがポイント1と2の円上に観察されます。

信号間の位相シフトは次のように発生します（図5.9を参照）。 b）。測定時には、透明分度器の中心を円周の中心に合わせます。円周の全周は360°に相当します。 期間について T電圧で信号を研究 U 1と U 2電子ビームは円を表します。 長さが特定の角度αに等しいポイント1と2の間のアークは、これらの信号の遅延時間中のビームによって記述されます。 t =∆φ T/ 360°、ここでα= ∆φ。

円形スキャン法による絶対測定誤差は2...5°に達し、円の中心を決定する精度、分度器を使用して位相シフトを測定する精度、および応答しきい値の同一性の程度に依存します両方のシェイパーの。

補償方法（オーバーレイ方式）は、オシロスコープを使用して実装されます。 この方法のスキームを図1に示します。 5.10、 a。

米。 5.10。 補償方法の実施スキーム（ a）と波形 (6) 位相シフトを測定する場合

電圧信号 U 1と U 2はオシロスコープのYおよびX入力に供給され、Y入力は段階的移相器を介して供給され、X入力は直接供給されます。

調査した電圧間の位相シフト U 1と U 2信号の位相を電圧で変化させることによって決定されます U 3画面に直線の傾斜線が表示されるまで位相シフター（図5.10、 b）これは、両方の信号の位相が等しいことを示しています。 決定された位相シフトΔφは、180°の位相回転に対応する一次位置に対する位相シフターのスケールでカウントされます。 測定誤差を減らすには、オシロスコープのビームの垂直および水平偏向チャネルの増幅器によって生成される位相シフトを修正する必要があります。 この手順は、正弦波掃引法で位相シフトを測定する場合と同じ順序で実行されます（図5.8を参照）。 電子電圧計はゼロインジケータとして使用できます。

補正法による測定誤差は小さく（0.2 ... 0.5°）、主に移相器のキャリブレーションの品質によって決まります。

補償方法は、マイクロ波経路に追加で含まれる要素（フィルター、導波管セグメント）によって導入される位相シフトを測定するときにマイクロ波範囲でも使用されます。 5.11。

米。 5.11。 補償法によるマイクロ波範囲での位相シフト測定の構造図

測定プロセスは次の順序で実行されます。 調査対象のエレメントZがオフの場合、移相器の出力のマイクロ波経路はプラグで短絡されます。 ジェネレーターをオンにすると、パスに定在波が確立されます。 定在波の最小値は最大値よりも顕著であるため、位相シフターを調整することにより、定在波のノードがプローブ位置の横断面に対して移動し、整流器デバイス（ミリ波計）が最小値を示します。また、φ1の読み取り値は、移相器に記載されています。 次に、移相器とプラグの間で、調査対象の要素Zがオンになり、定在波の電圧ノードの変位が発生します。また、移相器は、最小のインジケータ読み取り値を達成します。これは、カウントするとφ2になります。移相器スケール。

調査対象の元素Zによってマイクロ波経路に導入される位相シフトは、次の式で決定されます。

検討中の回路の移相器とプローブの代わりに、測定ラインを使用できます。 説明されている補償方法は間接的です。

デュアルチャンネル位相計を使用すると、位相シフトを直接測定できます。 2チャンネル位相計の動作原理は、位相シフトを矩形パルスに変換することに基づいています。 2チャンネル位相計の構造図、その動作を説明する信号のタイミング図、および相対Δφインジケータの読み取り値の依存性のグラフを図1に示します。 5.12。

米。 5.12。 2チャンネル位相計の構造図（ a）、その動作を説明する信号タイミング図 (6) およびΔφに対するインジケーターの読み取り値の依存性のグラフ（ の)

位相計は、タイムシフトΔへの変換器Δφで構成されています。 t、目的の位相シフトΔφと測定インジケータに等しくなります。 コンバーターは、2つの同一のシグナルコンディショナーとトリガーである加算器で構成されています。

電圧で信号を研究 U 1と U 2位相シフトΔφを持つ2つの同一のシェーパーの入力に供給され、受信した正弦波信号を電圧の短いパルスのシーケンスに変換します U 3と U4。電圧によるインパルス U 3トリガーを開始し、電圧でインパルス U 4元の位置に設定します。 その結果、パルスの周期的なシーケンスが出力で形成され、その繰り返し周期と持続時間は繰り返し周期に等しくなります Tとタイムシフト∆ t振幅のある研究された信号の 私は 。

測定指標として、磁気電気システムのマイクロアンメータが最も頻繁に使用され、その読み取り値は、信号の繰り返し期間にわたる電流強度の平均値に比例します。 T。

タイミング図からわかるように I = f（t）（図を参照してください。 5.12、 b）測定装置の回路では、持続時間が∆の長方形のパルス t。したがって、期間中にデバイスを流れる電流の平均値は、2倍の相対時間間隔に比例します。

グラフから（図5.12を参照、 b）したがって、電圧による調査信号間の位相シフト U 1と U 2タイムシフトΔに対応 tと式で表すことができます

このことから、位相角は比率∆に直線的に依存します。 t / T:

式（5.15）を式（5.14）に代入すると、次のようになります。

(5.16)

出力パルスの振幅の一定値で、電流の平均値を測定するインジケータのスケール I 0、∆φ値で目盛りを付けます。 この場合、位相計インジケーターの目盛りは直線になります。 2チャンネル位相計の利点は、±180°の範囲でΔφを直接測定できることです。

離散カウントの電子的方法はデジタル位相計の動作の基礎であり、2つの主要な段階で構成されています。対応する時間間隔への位相シフトの変換と、離散カウント法によるこの時間間隔の測定です。

デジタル位相計の簡略化したブロック図とその動作を説明するタイミング図を図1に示します。 5.13。

米。 5.13。 離散計数法（a）で位相シフトを測定する場合の位相計の構造図とその動作を説明する信号のタイミング図 （b）

水晶発振器によって生成された正弦波信号は形成ユニットに供給され、その出力でカウントパルスが形成され、タイムセレクターの1つの入力に供給されます。 もう一方の入力は、持続時間が∆の変換された一連のパルスを受信します。 t研究された信号の繰り返し周期で T。セレクターは、持続時間∆に等しい時間だけ開きます t電圧によるインパルス U 3電圧のあるパルスをカウンターに渡します U 4発電機から。 タイムセレクターは、電圧のパルスパケットを生成します U 5（期間を変更せずに T）、 1つのパッケージでカウンターに到着します。

どこ T0-水晶発振器のカウントパルスの繰り返し周期。

式（5.17）にΔの関係を代入する t式（5.16）から、電圧のある信号のΔφを決定します。 U 1と U 2

(5.18)

この方法による総測定誤差は、間隔∆が原因である離散性誤差に依存します。 t 1周期の精度で測定 T 0、コンバータの応答時間の不安定さから。

マイクロプロセッサを内蔵した位相計は、選択した期間の2つの周期信号間の位相シフトを測定できる大きな可能性を秘めています。

図5.14に、マイクロプロセッサを内蔵した位相計のブロック図と、その動作を説明する信号タイミング図を示します。

入力デバイスの後、電圧の正弦波信号 U 1と U 2パルスコンバータの入力に到達し、そこで電圧で短いパルスに変換されます U「1と U"2これらのパルスの最初のペアの助けを借りて、シェーパー1は電圧のあるパルスを生成します U 3期間∆ t、これは電圧による信号のタイムシフトに等しい U 1と U2。このパルスはタイムセレクタ1を開き、その動作中に、繰り返し周期のあるパルスをカウントしてカウンタ1の入力に渡します。 T 0、マイクロプロセッサによって生成されます。 電圧のパルスの1パケットのカウンタの入力に渡されます U 4図に示す 5.14、 b。パケット内のパルス数は、次の式で表されます。

同時に、シェーパー2は電圧でパルスを生成します U 5、電圧で研究された信号の繰り返し周期に等しい持続時間で U 1と U2。このパルスはセレクター2を開き（その動作中）、マイクロプロセッサーからカウンター2に電圧のあるパルスのパケットを渡します。 U 6とピリオド付き T0、パッケージに含まれる数は

米。 5.14。 マイクロプロセッサ内蔵の位相計の構造図（ a）およびその動作を説明する信号タイミング図 （b）

選択した信号繰り返し周期の位相シフトΔφの望ましい値を決定するには Tに等しい量（5.19）と（5.20）の比率を見つける必要があります

次に、基本式∆φ = 360°∆を考慮に入れます。 t / Tこの比率に360°を掛けます。

(5.21)

この計算はマイクロプロセッサによって実行され、カウンタ1と2によって生成されたコードが送信されます。 Pと N。マイクロプロセッサの適切なプログラムを使用すると、ディスプレイには、選択した期間の位相シフトΔφの値が表示されます。 T。このようなシフトを異なる期間で比較することにより、Δφの変動を観察し、それらの静的パラメータを評価することが可能になります。これには、数学的な期待値、分散、標準偏差、および位相シフトの測定平均値が含まれます。

マイクロプロセッサ内蔵の位相計で測定する場合、一定量の位相シフトの平均値Δφ に期間 Tカウンタ1と2は、入力で受信したパルス数のコードを累積します。 に期間、すなわち 番号コード PCと NKそれぞれ、マイクロプロセッサに送信されます。

この位相計でΔφを測定する際の小さな誤差は、調査中の信号の十分に低い周波数でのみ取得できます。 周波数範囲を拡大すると、信号の予備（ヘテロダイン）変換が可能になります。

デバイスを選択するときに知っておく必要のある位相計の主な計測特性には、次のものがあります。

デバイスの目的

・位相シフトの測定範囲。

・周波数範囲;

・許容測定誤差。