Simplu umzch de înaltă calitate. Configurarea unui amplificator de putere Lanzar - schema de circuit a unui amplificator de putere, descrierea schemei de circuit, recomandări pentru asamblare și reglare Material PU de înaltă calitate

Reparația UMZCH este aproape cea mai frecventă întrebare pusă pe forumurile de radio amatori. Și, în același timp, una dintre cele mai dificile. Desigur, există defecțiuni „preferate”, dar, în principiu, oricare dintre câteva zeci sau chiar sute de componente care alcătuiesc amplificatorul poate eșua. Mai mult, există foarte multe circuite UMZCH.

Desigur, nu este posibil să acoperiți toate cazurile întâlnite în practica de reparații, totuși, dacă urmați un anumit algoritm, atunci în marea majoritate a cazurilor este posibilă restabilirea funcționalității dispozitivului într-un timp foarte rezonabil. Acest algoritm a fost dezvoltat de mine pe baza experienței mele în repararea a aproximativ cincizeci de UMZCH diferite, de la cele mai simple, pentru câțiva wați sau zeci de wați, până la „monstri” concertistici de 1...2 kW pe canal, dintre care majoritatea erau primit pentru reparație fără scheme de circuit.

Sarcina principală de reparare a oricărui UMZCH este de a localiza elementul defect, ceea ce implică inoperabilitatea atât a întregului circuit, cât și defecțiunea altor cascade. Deoarece în inginerie electrică există doar 2 tipuri de defecte:

1. prezența contactului acolo unde nu ar trebui să existe;
2. lipsa contactului unde ar trebui să fie.

„Supersarcina” de reparare este de a găsi un element rupt sau rupt!

Și pentru a face acest lucru, găsiți cascada în care se află. Urmează „o chestiune de tehnologie”. După cum spun medicii: „Diagnosticul corect este jumătate din tratament”.

Lista echipamentelor și instrumentelor necesare (sau cel puțin foarte de dorit) pentru reparații:

1. șurubelnițe, tăietoare laterale, clești, bisturiu (cuțit), pensete, lupă - adică setul minim necesar de instrumente convenționale de instalare;
2. tester (multimetru);
3. osciloscop;
4. un set de lămpi cu incandescență pentru diferite tensiuni - de la 220 V la 12 V (2 buc.);
5. generator de tensiune sinusoidal de joasă frecvență (foarte de dorit);
6. alimentare reglata bipolar 15-25 (35) V cu limitare;
7. curent de ieșire (foarte de dorit);
8. contor de capacitate și rezistență în serie echivalentă (ESR) al condensatorilor (foarte de dorit);
9. și, în sfârșit, cel mai important instrument - un cap pe umeri (obligatoriu!).

Să luăm în considerare acest algoritm folosind exemplul reparării unui tranzistor ipotetic UMZCH cu tranzistoare bipolare în etapele de ieșire (Fig. 1), care nu este prea primitiv, dar nici foarte complicat. Această schemă este cel mai comun „clasic al genului”. Din punct de vedere funcțional, este format din următoarele blocuri și noduri:

1. sursă de alimentare bipolară (nu este prezentată);
2. etapă diferențială de intrare pe tranzistoarele VT2, VT5 cu o oglindă de curent pe tranzistoarele VT1 și VT4 în sarcinile colectoarelor și un stabilizator al curentului emițătorului lor pe VT3;
3. amplificator de tensiune pe VT6 și VT8 în conexiune în cascadă, cu o sarcină sub formă de generator de curent pe VT7;
4. unitate de stabilizare termică a curentului de repaus pe tranzistorul VT9;
5. unitate pentru protejarea tranzistorilor de ieșire împotriva supracurentului pe tranzistoarele VT10 și VT11;
6. amplificator de curent bazat pe triplete complementare de tranzistoare conectate conform unui circuit Darlington în fiecare braț (VT12VT14VT16 și VT13VT15VT17).

Poza 1

1. Primul punct al oricărei reparații este o inspecție externă a subiectului și mirosirea lui (!). Numai acest lucru ne permite uneori să ghicim măcar esența defectului. Dacă miroase a ars, înseamnă că ceva ardea în mod clar.

2. Verificarea prezenței tensiunii de rețea la intrare: siguranța de rețea s-a ars, s-a slăbit prinderea cablului de alimentare în ștecăr, există o întrerupere a cablului de alimentare etc. Această etapă este cea mai banală în esență, dar la care reparația se termină în aproximativ 10% din cazuri.

3. Cautam un circuit pentru amplificator. În instrucțiuni, pe internet, de la cunoștințe, prieteni etc. Din nefericire, din ce în ce mai des în ultima vreme nu a avut succes. Dacă nu l-am găsit, am oftat din greu, ne-am presărat cenuşă pe cap şi am început să desenăm o diagramă pe tablă. Puteți sări peste acest pas. Dacă rezultatul nu contează. Dar e mai bine să nu-l ratezi. Este plictisitor, lung, dezgustător, dar - „Este necesar, Fedya, este necesar...” ((C) „Operațiunea „Y”...).

4. Deschidem subiectul și efectuăm o inspecție externă a „gibilelor” acestuia. Folosiți o lupă dacă este necesar. Puteți vedea carcase distruse ale dispozitivelor semiautomate, rezistențe întunecate, carbonizate sau distruse, condensatoare electrolitice umflate sau scurgeri de electroliți din acestea, conductori rupti, piste de circuit imprimat etc. Dacă se găsește unul, acesta nu este încă un motiv de bucurie: părțile distruse pot fi rezultatul eșecului unui „purice” care este intact vizual.

5. Verificarea sursei de alimentare. Dezlipim firele care merg de la sursa de alimentare la circuit (sau deconectam conectorul, daca exista). Scoatem siguranța de la rețea și lipim o lampă de 220 V (60-100 W) la contactele suportului său. Acesta va limita curentul din înfășurarea primară a transformatorului, precum și curenții din înfășurările secundare. Porniți amplificatorul. Lampa ar trebui să clipească (în timp ce condensatorii filtrului se încarcă) și să se stingă (este permisă o strălucire slabă a filamentului). Aceasta înseamnă că K.Z. Nu există un transformator de rețea pe înfășurarea primară și nu există un scurtcircuit evident. în înfăşurările sale secundare. Folosind un tester în modul de tensiune alternativă, măsurăm tensiunea pe înfășurarea primară a transformatorului și pe lampă. Suma lor trebuie să fie egală cu cea de rețea. Măsurăm tensiunea pe înfășurările secundare. Ele trebuie să fie proporționale cu ceea ce se măsoară efectiv pe înfășurarea primară (față de valoarea nominală). Puteți opri lampa, înlocuiți siguranța și conectați amplificatorul direct la rețea. Repetăm ​​verificarea tensiunii pe înfășurările primare și secundare. Relația (proporția) dintre ele ar trebui să fie aceeași ca atunci când se măsoară cu o lampă. Lampa arde constant la intensitate maximă - asta înseamnă că avem un scurtcircuit. în circuitul primar: verificăm integritatea izolației firelor care provin de la conectorul de rețea, întrerupătorul de alimentare, suportul siguranței. Deslipim unul dintre cablurile care merg la înfășurarea primară a transformatorului. Lampa se stinge - cel mai probabil înfășurarea primară (sau scurtcircuitul interturn) a eșuat. Lampa arde constant la intensitate incompletă - cel mai probabil, există un defect în înfășurările secundare sau în circuitele conectate la acestea. Deslipim un fir care merge de la înfășurările secundare la redresor(e). Nu te încurca, Kulibin! Pentru ca mai târziu să nu existe dureri chinuitoare din cauza lipirii incorecte din spate (marcați, de exemplu, folosind bucăți de bandă adezivă). Lampa se stinge, ceea ce înseamnă că totul este în ordine cu transformatorul. Arde - oftăm din nou din nou și fie căutăm un înlocuitor, fie îl derulăm înapoi.

6. S-a stabilit că transformatorul este în regulă, iar defectul este la redresoare sau condensatoare de filtru. Testăm diodele (este indicat să le dezlipim sub un fir care merge la bornele lor, sau să le dezlipim dacă este o punte integrală) cu un tester în modul ohmmetru la limita minimă. Testerele digitale se află adesea în acest mod, așa că este recomandabil să utilizați un dispozitiv pointer. Personal, folosesc un beeper de mult timp (Fig. 2, 3). Diodele (punte) sunt sparte sau sparte - le înlocuim. Întregul – condensatori cu filtru „inel”. Înainte de măsurare, acestea trebuie descărcate (!!!) printr-un rezistor de 2 wați cu o rezistență de aproximativ 100 Ohmi. În caz contrar, puteți arde testerul. Dacă condensatorul este intact, atunci când se închide, acul se deviază mai întâi la maxim, apoi destul de încet (pe măsură ce condensatorul se încarcă) „se strecoară” spre stânga. Schimbăm conexiunea sondelor. Săgeata iese mai întâi din scară spre dreapta (a rămas o încărcare pe condensator de la măsurarea anterioară) și apoi se strecoară din nou spre stânga. Dacă aveți un contor de capacitate și ESR, atunci este foarte recomandabil să îl utilizați. Înlocuim condensatoarele stricate sau stricate.

Figura 2

Figura 3

7. Redresoarele și condensatorii sunt intacte, dar există un stabilizator de tensiune la ieșirea sursei de alimentare? Nici o problemă. Între ieșirea redresorului (redresoarelor) și intrarea (intrarilor) stabilizatorului (stabilizatorilor), pornim lămpile (lanțuri de lămpi) la o tensiune totală apropiată de cea indicată pe corpul condensatorul de filtru. Lampa se aprinde - există un defect în stabilizatorul (dacă este integral) sau în circuitul de generare a tensiunii de referință (dacă este pe elemente discrete) sau condensatorul de la ieșire este rupt. Un tranzistor de control stricat este determinat prin sunetul bornelor sale (deslipiți-l!).

8. Este totul în regulă cu sursa de alimentare (tensiunile la ieșire sunt simetrice și nominale)? Să trecem la cel mai important lucru - amplificatorul în sine. Selectăm o lampă (sau șiruri de lămpi) pentru o tensiune totală nu mai mică decât cea nominală de la ieșirea sursei de alimentare și prin ea (ele) conectăm placa amplificatorului. Mai mult decât atât, de preferință la fiecare dintre canale separat. Porniți-l. Ambele lămpi s-au aprins - ambele brațe ale etajelor de ieșire erau rupte. Doar unul - unul dintre umeri. Deși nu este un fapt. Lămpile nu se aprind sau doar una dintre ele se aprinde. Aceasta înseamnă că etapele de ieșire sunt cel mai probabil intacte. Conectam un rezistor de 10-20 Ohm la ieșire. Porniți-l. Lămpile ar trebui să clipească (de obicei există și condensatori de alimentare pe placă). Aplicam un semnal de la generator la intrare (controlul castigului este setat la maxim). Lămpile (ambele!) s-au aprins. Aceasta înseamnă că amplificatorul amplifică ceva (deși șuieră, vibrează etc.) și reparația ulterioară constă în găsirea unui element care îl scoate din funcțiune. Mai multe despre asta mai jos.

9. Pentru teste ulterioare, personal nu folosesc sursa de alimentare standard a amplificatorului, ci folosesc o sursă de alimentare stabilizată cu 2 polari cu o limită de curent de 0,5 A. Dacă nu există, puteți folosi și sursa de alimentare a amplificatorului, conectată, așa cum este indicat. , prin lămpi cu incandescență. Trebuie doar să le izolezi cu grijă bazele pentru a nu provoca accidental un scurtcircuit și să ai grijă să nu spargi baloanele. Dar o sursă de alimentare externă este mai bună. Totodată, se vede și consumul de curent. Un UMZCH bine proiectat permite fluctuații ale tensiunii de alimentare în limite destul de largi. Nu avem nevoie de parametrii săi super-duper atunci când reparăm, doar performanța sa este suficientă.

10. Deci, totul este în regulă cu BP. Să trecem la placa amplificatorului (Fig. 4). În primul rând, trebuie să localizați cascada(ele) cu componente(e) rupte/rupte. Pentru aceasta, este foarte recomandabil să aveți un osciloscop. Fără el, eficacitatea reparațiilor scade semnificativ. Deși poți face o mulțime de lucruri și cu un tester. Aproape toate măsurătorile sunt făcute fără sarcină (ralanti). Să presupunem că la ieșire avem o „înclinare” a tensiunii de ieșire de la câțiva volți la tensiunea de alimentare completă.

11. În primul rând, oprim unitatea de protecție, pentru care dezlipim bornele potrivite ale diodelor VD6 și VD7 de pe placă (în practica mea, au existat trei cazuri când cauza inoperabilității a fost defecțiunea acestei unități). Ne uităm la tensiunea de ieșire. Dacă a revenit la normal (poate exista un dezechilibru rezidual de câțiva milivolți - acest lucru este normal), numim VD6, VD7 și VT10, VT11. Pot exista rupturi și defecțiuni ale elementelor pasive. Am găsit un element rupt - înlocuim și restabilim conexiunea diodelor. Ieșirea este zero? Este prezent semnalul de ieșire (atunci când un semnal de la generator este aplicat la intrare)? Renovarea este finalizată. S-a schimbat ceva cu semnalul de ieșire? Lăsăm diodele deconectate și mergem mai departe.

12. Deslipim de pe placă borna dreaptă a rezistenței OOS (R12 împreună cu borna dreaptă C6), precum și bornele stângi R23 și R24, pe care le conectăm cu un jumper de sârmă (prezentat cu roșu în Fig. 4) și prin un rezistor suplimentar (fără numerotare, aproximativ 10 kOhm) îl conectăm la un fir comun. Punem colectoarele VT8 și VT7 cu un jumper de sârmă (roșu), excluzând condensatorul C8 și unitatea de stabilizare termică a curentului de repaus. Ca urmare, amplificatorul este separat în două unități independente (etapă de intrare cu un amplificator de tensiune și treaptă de urmărire de ieșire), care trebuie să funcționeze independent. Să vedem ce obținem ca rezultat. Mai există dezechilibrul de tensiune? Aceasta înseamnă că tranzistorul (tranzistoarele) umărului „înclinat” sunt rupte. Dezlipim, sunăm, înlocuim. În același timp, verificăm și componentele pasive (rezistoare). Cel mai frecvent tip de defect, totuși, ar trebui să remarc că de foarte multe ori este o consecință a defecțiunii unui element din cascadele anterioare (inclusiv unitatea de protecție!). Prin urmare, este totuși recomandabil să completați următoarele puncte. Există vreo înclinare? Aceasta înseamnă că treapta de ieșire este probabil intactă. Pentru orice eventualitate, aplicăm un semnal de la generator cu o amplitudine de 3-5 V la punctul „B” (conexiuni ale rezistențelor R23 și R24). Ieșirea ar trebui să fie o sinusoidă cu un „pas” bine definit, ale cărui semiunde superioare și inferioare sunt simetrice. Dacă nu sunt simetrice, înseamnă că unul dintre tranzistoarele brațului unde este mai jos s-a „ars” (parametri pierduti). Lipim și sunăm. În același timp, verificăm componentele pasive (rezistoare) Nu există niciun semnal la ieșire? Aceasta înseamnă că tranzistoarele de putere ale ambelor brațe au zburat „prin și prin”. Este trist, dar va trebui să dezlipiți totul și să suni și apoi să îl înlocuiți. De asemenea, este posibilă spargerea componentelor. Aici trebuie neapărat să porniți „al 8-lea instrument”. Verificăm, înlocuim...

Figura 4

13. Ați obținut o repetiție simetrică la ieșirea (cu un pas) a semnalului de intrare? Etapa de ieșire a fost reparată. Acum trebuie să verificați funcționalitatea unității de stabilizare termică a curentului de repaus (tranzistorul VT9). Uneori există o încălcare a contactului dintre motorul rezistenței variabile R22 și pista rezistivă. Dacă este conectat în circuitul emițătorului, așa cum se arată în diagrama de mai sus, nu se poate întâmpla nimic rău cu treapta de ieșire, deoarece în punctul de conectare al bazei VT9 la divizorul R20–R22R21, tensiunea pur și simplu crește, se deschide puțin mai mult și, în consecință, căderea de tensiune între colectorul și emițătorul său scade. Un „pas” pronunțat va apărea în ieșirea inactiv. Cu toate acestea (foarte des), o rezistență de reglare este plasată între colector și baza VT9. O opțiune extrem de sigură! Apoi, dacă motorul pierde contactul cu pista rezistivă, tensiunea de la baza VT9 scade, se închide și, în consecință, căderea de tensiune între colectorul său și emițător crește, ceea ce duce la o creștere bruscă a curentului de repaus al ieșirii. tranzistori, supraîncălzirea lor și, în mod natural, defalcarea termică. O opțiune și mai stupidă pentru efectuarea acestei cascade este dacă baza VT9 este conectată numai la motorul cu rezistență variabilă. Apoi, dacă se pierde contactul, se poate întâmpla orice, cu consecințe corespunzătoare pentru etapele de ieșire. Dacă este posibil, merită să rearanjați R22 în circuitul bază-emițător. Adevărat, în acest caz, reglarea curentului de repaus va deveni clar neliniară, în funcție de unghiul de rotație al motorului, dar IMHO, acesta nu este un preț atât de mare de plătit pentru fiabilitate. Puteți înlocui pur și simplu tranzistorul VT9 cu altul, cu tipul opus de conductivitate, dacă dispunerea pistelor de pe placă permite acest lucru. Acest lucru nu va afecta în niciun fel funcționarea unității de stabilizare termică, deoarece este o rețea cu două terminale și nu depinde de tipul de conductivitate a tranzistorului. Testarea acestei cascade este complicată de faptul că, de regulă, conexiunile la colectoarele VT8 și VT7 sunt realizate cu conductori imprimați. Va trebui să ridicați picioarele rezistențelor și să faceți conexiuni cu fire (Figura 4 arată rupturi de fire). Între magistralele de tensiune de alimentare pozitive și negative și, în consecință, colectorul și emițătorul lui VT9, sunt conectate rezistențe de aproximativ 10 kOhm (fără numerotare, afișate în roșu) și scăderea de tensiune la tranzistorul VT9 este măsurată atunci când rezistența de reglare R22 este rotită. . În funcție de numărul de trepte repetoare, acesta ar trebui să varieze cu aproximativ 3-5 V (pentru „triple, ca în diagramă) sau 2,5-3,5 V (pentru „doi”).

14. Așa că am ajuns la cel mai interesant, dar și cel mai dificil - cascada diferențială cu amplificator de tensiune. Ele lucrează doar împreună și este fundamental imposibil să le separăm în noduri separate. Punem terminalul drept al rezistenței OOS R12 cu colectorii VT8 și VT7 (punctul „A”, care este acum „ieșirea”). Obținem un amplificator operațional de putere redusă „decapat” (fără trepte de ieșire), care este complet funcțional la inactiv (fără sarcină). Aplicam un semnal cu o amplitudine de la 0,01 la 1 V la intrare si vedem ce se intampla in punctul A. Daca observam un semnal amplificat de o forma simetrica fata de sol, fara distorsiuni, atunci aceasta cascada este intacta.

15. Semnalul este redus brusc în amplitudine (câștig scăzut) - în primul rând, verificați capacitatea condensatorului (condensatorului) C3 (C4, deoarece, pentru a economisi bani, producătorii instalează foarte des un singur condensator polar pentru o tensiune de 50 V sau mai mult, aşteptându-mă că în polaritate inversă va funcţiona în continuare, ceea ce nu este gut). Când se usucă sau se strică, câștigul scade brusc. Dacă nu există un contor de capacitate, pur și simplu verificăm prin înlocuirea acestuia cu unul cunoscut bun. Semnalul este denaturat - în primul rând, verificați capacitatea condensatoarelor C5 și C9, care deviază magistralele de alimentare ale secțiunii preamplificatorului după rezistențele R17 și R19 (dacă aceste filtre RC există, deoarece adesea nu sunt instalate). Diagrama prezintă două opțiuni comune pentru echilibrarea nivelului zero: cu rezistența R6 sau R7 (pot fi, desigur, altele), dacă contactul motorului este întrerupt, tensiunea de ieșire poate fi, de asemenea, deformată. Verificați prin rotirea motorului (deși dacă contactul este „complet rupt”, este posibil să nu dea un rezultat). Apoi încercați să conectați bornele lor exterioare cu puterea motorului folosind pensete. Nu există deloc semnal - ne uităm să vedem dacă este chiar prezent la intrare (rupere în R3 sau C1, scurtcircuit în R1, R2, C2 etc.). Mai întâi trebuie să dezlipiți baza VT2, pentru că... semnalul de pe acesta va fi foarte mic și uitați-vă la borna dreaptă a rezistenței R3. Desigur, circuitele de intrare pot diferi foarte mult de cele prezentate în figură - includ „al 8-lea instrument”. Ajută.

16. Desigur, nu este realist să descriem toate variantele posibile de cauză și efect ale defectelor. Prin urmare, în continuare voi descrie pur și simplu cum să verific nodurile și componentele acestei cascade. Stabilizatoare de curent VT3 și VT7. În ele sunt posibile avarii sau întreruperi. Colectorii sunt deslipiți de pe placă și se măsoară curentul dintre ei și pământ. Desigur, mai întâi trebuie să calculați ce ar trebui să fie pe baza tensiunii de la bazele lor și a valorilor rezistențelor emițătorului. (N.B.! În practica mea, a existat un caz de autoexcitare a amplificatorului din cauza unei valori excesiv de mari a rezistorului R10 furnizat de producător. Ajustarea valorii acestuia pe un amplificator complet funcțional a ajutat - fără împărțirea menționată mai sus în etape). Puteți verifica tranzistorul VT8 în același mod: dacă săriți colectorul-emițător al tranzistorului VT6, acesta se transformă și într-un generator de curent. Tranzistoarele cascadei diferențiale VT2V5T și oglinda de curent VT1VT4, precum și VT6 sunt verificate prin continuitatea lor după dezlipire. Este mai bine să măsurați câștigul (dacă testerul are o astfel de funcție). Este recomandabil să alegeți unul cu aceiași factori de câștig.

17. Câteva cuvinte „off the record”. Din anumite motive, în majoritatea covârșitoare a cazurilor, în fiecare etapă ulterioară sunt instalate tranzistori cu o putere din ce în ce mai mare. Există o excepție de la această dependență: tranzistoarele etapei de amplificare a tensiunii (VT8 și VT7) disipă de 3-4 ori mai multă putere decât pre-driverul VT12 și VT23 (!!!). Prin urmare, dacă este posibil, acestea ar trebui înlocuite imediat cu tranzistoare de putere medie. O opțiune bună ar fi KT940/KT9115 sau altele similare importate.

18. Defecte destul de frecvente în practica mea au fost nelipirea ("la rece" lipire pe piste/"pete" sau întreținerea slabă a cablurilor înainte de lipire) a picioarelor componentelor și cablurile rupte ale tranzistoarelor (în special într-o carcasă de plastic) direct lângă corp, care erau foarte greu de văzut vizual. Agitați tranzistoarele, observându-le cu atenție bornele. Ca ultimă soluție, dezlipiți și lipiți din nou. Dacă ați verificat toate componentele active, dar defectul rămâne, trebuie (din nou, cu un oftat greu), îndepărtați cel puțin un picior de pe placă și verificați evaluările componentelor pasive cu un tester. Există cazuri frecvente de întreruperi ale rezistențelor permanente fără manifestări externe. Condensatoarele neelectrolitice, de regulă, nu se sparg/se sparg, dar orice se poate întâmpla...

19. Din nou, pe baza experienței de reparare: dacă rezistențele întunecate/carbonizate sunt vizibile pe placă și simetric în ambele brațe, merită să recalculăm puterea alocată acesteia. În amplificatorul Zhytomyr „Dominator”, producătorul a instalat rezistențe de 0,25 W într-una dintre etape, care ardeau în mod regulat (au fost 3 reparații înaintea mea). Când le-am calculat puterea necesară, aproape că am căzut de pe scaun: s-a dovedit că ar trebui să disipeze 3 (trei!) wați...

20. În cele din urmă, totul a funcționat... Restabilim toate conexiunile „întrerupte”. Sfatul pare a fi cel mai banal, dar de cate ori se uita!!! Restabilim în ordine inversă și după fiecare conexiune verificăm funcționalitatea amplificatorului. Adesea, o verificare pas cu pas părea să arate că totul funcționează corect, dar după ce conexiunile au fost restabilite, defectul „s-a strecurat” din nou. În cele din urmă, lipim diodele cascadei de protecție curentă.

21. Setăm curentul de repaus. Între sursă de alimentare și placa de amplificare pornim (dacă au fost oprite mai devreme) o „ghirlandă” de lămpi cu incandescență la tensiunea totală corespunzătoare. Conectam o sarcină echivalentă (rezistor de 4 sau 8 ohmi) la ieșirea UMZCH. Setăm rezistența trimmerului R22 în poziția inferioară conform diagramei și aplicăm un semnal la intrare de la un generator cu o frecvență de 10-20 kHz (!!!) de o asemenea amplitudine încât semnalul de ieșire să nu fie mai mare de 0,5 -1 V. La un astfel de nivel și frecvență a semnalului un „pas” este clar vizibil, ceea ce este greu de observat la un semnal mare și o frecvență joasă. Prin rotirea motorului R22 obținem eliminarea acestuia. În acest caz, filamentele lămpilor ar trebui să strălucească puțin. De asemenea, puteți monitoriza curentul cu un ampermetru conectându-l în paralel cu fiecare ghirlandă de lămpi. Nu fi surprins dacă diferă considerabil (dar nu mai mult de 1,5-2 ori mai mare) de ceea ce este indicat în recomandările de configurare - la urma urmei, ceea ce este important pentru noi nu este „urmarea recomandărilor”, ci calitatea sunetului! De regulă, în „recomandări” curentul de repaus este semnificativ supraestimat pentru a se asigura că parametrii planificați sunt atinși („în cel mai rău caz”). Punem „ghirlandele” cu un jumper, creștem nivelul semnalului de ieșire la un nivel de 0,7 de la maxim (când începe limitarea de amplitudine a semnalului de ieșire) și lăsăm amplificatorul să se încălzească timp de 20-30 de minute. Acest mod este cel mai dificil pentru tranzistoarele etapei de ieșire - puterea maximă este disipată pe ei. Dacă „pasul” nu apare (la un nivel de semnal scăzut), iar curentul de repaus a crescut de cel mult 2 ori, considerăm configurarea finalizată, altfel eliminăm din nou „pasul” (după cum este indicat mai sus).

22. Îndepărtăm toate conexiunile temporare (nu uitați!!!), asamblam complet amplificatorul, închidem carcasa și turnăm un pahar, pe care îl bem cu un sentiment de profundă satisfacție față de munca depusă. Altfel nu va merge!

Desigur, acest articol nu descrie nuanțele reparației amplificatoarelor cu trepte „exotice”, cu un amplificator operațional la intrare, cu tranzistori de ieșire conectați cu un OE, cu trepte de ieșire „double-deck” și multe altele. .

Prin urmare, A SE CONTINUA...

Preferința recentă pentru amplificatoarele de putere audio cu ieșire cu tub pentru reproducerea sunetului de înaltă fidelitate este greu de înțeles pe baza comparației lor obiective cu tranzistoarele UMZCH. Într-adevăr, în toate caracteristicile măsurate, un UMZCH modern bazat pe tranzistori este semnificativ superior unuia cu tub. În opinia noastră, distorsiunile neliniare (ND) măsurate de obicei nu epuizează acele distorsiuni care determină calitatea reproducerii sunetului.

În cele mai avansate modele ale tranzistorului UMZCH, nivelul NI este adus aproape la pragul auditiv și chiar mai scăzut, deci este îndoielnic că pot fi percepute la ureche, mai ales în condiții de mascare printr-un semnal util.

Ideea, aparent, este că NI se măsoară de obicei într-o stare staționară, atunci când procesul tranzitoriu după aplicarea semnalului de măsurare la intrarea amplificatorului testat a fost deja finalizat atât la intrarea, cât și la ieșirea amplificatorului, și într-un buclă închisă de feedback negativ general (GNF) ) a fost stabilit un proces oscilator staționar, care răspunde cu mai mare sau mai puțină precizie la semnalul care ajunge la intrare.

Evident, neliniaritatea amplificatorului se manifestă mult mai puternic în timpul procesului tranzitoriu (a cărui durată, datorită întârzierii semnalului în circuitul OOS, poate fi semnificativă), mai ales în stadiul inițial, când acțiunea OOS este cel mai puțin eficientă. (din cauza intarzierii mentionate).

Spre deosebire de distorsiunile dinamice, care conduc la suprasolicitarea etajului de intrare pe toata durata semnalului de intrare cu parametri nefavorabili, NI-urile tranzitorii considerate sunt prezente chiar si atunci cand nu sunt dinamice, dar numai pana la finalizarea procesului tranzitoriu.

Și dacă luăm în considerare că programele de sunet reale sunt foarte departe de a fi staționare și de fapt provoacă un proces tranzitoriu aproape continuu în UMZCH, atunci atunci când se redă astfel de programe, NI-ul poate depăși cu mult pe cele măsurate prin metode convenționale în aceeași instanță a amplificator.

Datorită duratei scurte a procesului de tranziție în comparație cu timpul măsurătorilor de laborator, ele încă „eludează” studiului experimental (acest lucru necesită dezvoltarea unor metode speciale) și, în același timp, sunt ușor percepute de ureche pe tot parcursul sunetului întregii fonograme. .

Din acest punct de vedere, avantajul amplificatoarelor cu tuburi devine clar: deși nivelul lor de NI măsurat este mai mare (aceasta se aplică doar modului staționar), în condiții reale, tuburile, la fel de dispozitive mult mai liniare, oferă un NI mai mic decât tranzistoarele (deși , desigur, mai mare decât aceleași tuburi în modul staționar), ceea ce determină cel mai bun sunet al amplificatoarelor cu tuburi.

Cu toate acestea, astfel de dezavantaje ale amplificatoarelor cu tub, cum ar fi inconvenientele în funcționare, volumul și masa mare, consumul de energie semnificativ cu eficiență relativ scăzută și puterea de ieșire sunt evidente.

În acest sens, ar părea tentant să creezi un amplificator cu tranzistor cu un nivel NI real care nu este mai rău decât cel al unui amplificator cu tuburi. Aceasta din urmă înseamnă că nivelul NI al unui astfel de amplificator, măsurat prin metode convenționale, trebuie redus cu unul sau două ordine de mărime (!) în comparație cu cele mai bune eșantioane (este posibil mai mult), astfel încât nivelul NI într-un mod non- modul staționar are o valoare acceptabilă.

Cu toate acestea, metodele de liniarizare a amplificatoarelor cu tranzistori utilizate în prezent s-au epuizat deja aparent și nu vor permite atingerea coeficientului NI necesar (0 = 0,0001 ... 0,00001%).

Prin urmare, a fost stabilită sarcina de a studia posibilitatea de a obține un astfel de nivel record de NI intrinsec al unui tranzistor UMZCH, fără a ne opri la complexitatea soluțiilor de circuit și apoi de a decide dacă o astfel de abordare este justificată, dacă aduce un câștig. în calitatea sunetului comparativ cu circuitele existente.

Designul prezentat în această lucrare se adresează în primul rând celor mai pretențioși cunoscători ai reproducerii sunetului de înaltă calitate. Este dezvoltat pe baza principiului enunțat în, care reprezintă o îmbunătățire a metodei binecunoscute de reducere a distorsiunii descrisă în.

Orez. 1-3. Diagrame bloc amplificatoare.

Figura 1 prezintă o diagramă bloc a unui amplificator în două trepte cu funcția de transfer a primei trepte K1 și a celei de-a doua trepte K2, funcția de transfer b a buclei generale de feedback, care acoperă întregul amplificator și funcția de transfer g a sistemului local. circuit de feedback pozitiv (LPF), care acoperă prima etapă. Funcția de transfer rezultată a unui astfel de dispozitiv este descrisă prin expresia K=K1K2/(1-mK1+pK1K2). (1)

Dacă setați câștigul în bucla MPOS tK1 = 1, se dovedește că, spre deosebire de un amplificator cu un OOS, în care K = K1K2/(1+ |ZK1K2) și doar aproximativ K = 1/p (la |ZK1K2 " 1), funcția de transfer a acestui amplificator va fi exact egală cu 1/p.

În acest caz, adâncimea protecției mediului trebuie să fie mai mare decât adâncimea MFOS, adică. |ЗК1К2>уК1, care este o condiție necesară (dar insuficientă) pentru stabilitate. Astfel, când yK1 = 1, toate distorsiunile care apar în a doua etapă și sunt cauzate de inconstanța funcției sale de transfer sunt suprimate (deoarece K = 1/|3 și nu depinde de K2).

Cu toate acestea, suprimarea completă a distorsiunii este posibilă numai cu o primă etapă ideală. În realitate, se caracterizează atât prin distorsiuni neliniare, cât și prin distorsiuni de frecvență, conducând la o abatere a funcției de transfer K1 de la valoarea optimă. În plus, se modifică din cauza fluctuațiilor tensiunilor de alimentare, a derivei temperaturii și a modificărilor parametrilor pieselor în timp.

Problema este și asigurarea stabilității comune a unui astfel de sistem complex sub acțiunea comună a sistemului de protecție a mediului și POS (a doua condiție de stabilitate), deoarece introducerea POS reduce marja de stabilitate a sistemului original.

Pe de altă parte, este de dorit (pentru a obține cea mai mare liniaritate) ca adâncimea atât a PIC-ului, cât și a OOS-ului să fie constantă în intervalul de frecvență de funcționare, adică. astfel încât primul pol al răspunsului în frecvență al sistemului cu feedback deschis este la o frecvență de f>20...30 kHz, iar frecvența de tăiere în bucla PIC nu este, de asemenea, mai mică.

Între timp, îndeplinirea celor mai recente cerințe și, în același timp, asigurarea unei marje de stabilitate fiabile nu este deloc ușoară, iar abaterea de la acestea reduce semnificativ eficacitatea metodei. Aparent, acesta este motivul pentru care autorul nu cunoaște exemple de utilizare a principiului descris de suprimare a distorsiunii în scopul reproducerii sunetului de înaltă calitate.

Dezavantajul fundamental al dispozitivului prezentat în Fig. 1 este, după cum arată analiza, că bucla MPOS este conectată în serie la circuitul OOS. Funcționarea dispozitivului poate fi îmbunătățită semnificativ prin conectarea buclei MPOS în paralel cu bucla OOS, adică prin conectarea intrării celei de-a doua trepte nu la ieșirea primei trepte (punctul 2 din fig. 1), ci la intrarea acesteia (punctul 1).

Schema bloc a dispozitivului propus în este prezentată în Fig. 2. Cel mai important avantaj al unui astfel de dispozitiv este defazajul mai mic introdus în bucla OOS de elementele circuitului MPOS (de la intrarea dispozitivului la intrarea celei de-a doua etape).

Acest lucru este clar dintr-o comparație a Fig. 2 cu Fig. 1, deoarece este evident că faza semnalului de la punctul 2 este în urmă fazei de la punctul 1 (Fig. 1) prin schimbarea de fază introdusă de prima etapă ( iar această schimbare poate fi foarte semnificativă la frecvențe de 0,2... 1 MHz și mai sus, în zona căreia trebuie asigurată stabilitatea dispozitivului).

Acest avantaj este decisiv pentru utilizarea acestei metode de compensare a distorsiunii în UMZCH-uri de înaltă calitate, deoarece schimbările minime de fază introduse la utilizarea acesteia fac posibilă obținerea unei marje de stabilitate suficientă și, prin urmare, asigurarea funcționării fiabile a amplificatorului cu MOS.

Avantajul dispozitivului prezentat în Fig. 2 este, de asemenea, posibilitatea unei selecții mai independente (deși această independență este relativă, deoarece buclele încă interacționează între ele) și o selecție optimă a parametrilor buclelor MPOS și OOS în conformitate cu funcționalitatea lor. scop, care este semnificativ diferit.

Această independență mai mare este vizibilă din expresia pentru funcția de transfer a sistemului îmbunătățit K = K2/(1 -7KI +|ЗК2), (2) care, spre deosebire de (1), nu conține produse mixte ale funcțiilor de transfer ale elementelor. aparținând unor bucle diferite.

O astfel de separare este imposibilă în dispozitivul prezentat în Fig. 1, unde prima etapă este o parte comună a buclelor MPOS și OOS, drept urmare parametrii săi determină simultan atât proprietățile OOS, cât și proprietățile POS. . Cerințele pentru acești parametri sunt în mare măsură contradictorii, ceea ce face dificilă și rezolvarea problemei suprimării maxime a distorsiunii.

Avantajele conexiunii paralele a buclei MPOS la bucla OOS fac posibilă implementarea practic a unui dispozitiv cu nu unul, ci două MPOS, consolidând reciproc efectul unul celuilalt și îmbunătățind astfel compensarea distorsiunii. Schema bloc a unui astfel de dispozitiv este prezentată în Fig. 3, unde K1, K2, KZ sunt funcțiile de transfer ale celor trei trepte ale canalului principal al amplificatorului; c este funcția de transfer a circuitului OOS; a1y1 și a2y2 sunt funcțiile de transfer ale primei și, respectiv, celei de-a doua bucle ale MPOS, iar egalitățile a1y1=1 și a2y2=1 sunt stabilite cu cea mai mare precizie posibilă. Din funcția sa de transfer K = K1K2K3/[(1- a1y1)(1-a2y2)+pK1K2K3] (3) rezultă că, deoarece 1- a1y1<<1, то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-а1у1)(1-а2у2), значительно больше, чем в устройстве с одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1 -а1у1<<(1-а1у1)(1-а2у2).

Totuși, cel mai remarcabil lucru este că cu un MPOS, nivelul minim realizabil de NI nu poate fi realizat mai puțin decât distorsiunile introduse de elementele buclei MPOS în sine, iar într-un dispozitiv cu două (sau mai multe) bucle MPOS, ca calcule. arată, propriul NI al fiecărei bucle MPOS este suprimat de acțiunea celuilalt, cei. este posibil să se reducă NI-ul sub nivelul determinat de cel mai liniar bloc al dispozitivului, care ar trebui să fie circuitul MEC.

Acesta este un avantaj semnificativ al acestei metode de compensare a distorsiunii față de altele, care permit reducerea distorsiunii doar până la limita determinată de neliniaritatea intrinsecă a circuitului de compensare.

Rețineți că tot ceea ce s-a spus mai sus se aplică pe deplin acelor distorsiuni care sunt cauzate de inconstanța funcțiilor de transfer (cu excepția celor neliniare, de exemplu, a celor de amplitudine-frecvență). Astfel de distorsiuni sunt compensate în orice parte a dispozitivului, cu excepția circuitului OOS b.

Se poate demonstra că aceste distorsiuni sunt compensate dacă apar în părți ale dispozitivului situate între bucla MPOS și ieșirea dispozitivului, inclusiv ieșirea în sine, în timp ce cele care apar între intrarea dispozitivului și bucla MPOS nu sunt compensate. Prin urmare, nivelul de zgomot al dispozitivului prezentat în Fig. 3 este determinat în principal de proprietățile de zgomot ale etapei de intrare.

Caracteristicile amplificatorului de putere

• Tensiune nominală de intrare 0,3 V;
• Puterea nominală de ieșire la o sarcină de 8 ohmi (4 ohmi) - 40 (80) W;
• Gama de frecvență cu blocaje la margini nu mai mult de 0,5 dB - 15-100000 Hz;
• impedanța de intrare - 50 kOhm;
• Impedanta de iesire - 0 Ohm;
• (cu circuite MPOS) Coeficient de distorsiune de intermodulație, nu mai mult de 0,005%;
• Nivel de zgomot (ponderat) -105 dB (cu circuite MPOS).

Schema schematică a UMZCH

Diagrama schematică a UMZCH corespunzătoare Fig. 3 este prezentată în Fig. 4. Pentru a obține cel mai scăzut nivel posibil de NI, canalul principal al amplificatorului (fără MPOS) este proiectat ca un UMZN destul de liniar.

Orez. 4. Schema schematică a unui amplificator de putere cu tranzistor de joasă frecvență, clasa Hi-End de 80 Watt.

În acest scop, toate treptele de amplificare sunt realizate push-pull pe perechi complementare de tranzistoare, ceea ce a făcut posibilă realizarea ambelor brațe simetrice față de firul comun și obținerea unei caracteristici de amplitudine mai liniară.

Toate tranzistoarele funcționează în modul A, cu excepția etajului de ieșire cu polarizare de intrare flotantă (super-A), care este setat de un circuit bazat pe elementele VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Acest lucru asigură că tranzistoarele terminale nu se opresc la curentul lor de repaus scăzut.

Etapa de intrare este realizată conform unui circuit în cascadă (VT1, VT3, VT2, VT4). Modul de funcționare al tranzistorilor săi este selectat astfel încât să nu intre în modul de tăiere sau de limitare a curentului atunci când sunt expuși la semnale cu o amplitudine de câteva ori mai mare decât tensiunea nominală de intrare la intrare, chiar și atunci când OOS este oprit.

Acest lucru se compară favorabil cu cascada diferențială tradițională. Lanțul R19, R18, C7 cu o frecvență de tăiere de 90 kHz limitează amplificarea componentelor de cea mai înaltă frecvență ale semnalelor de impuls, prevenind supraîncărcarea treptelor ulterioare a amplificatorului.

Datorită acestor măsuri, precum și performanțelor ridicate din cauza refuzului de a utiliza tranzistori cu un emițător comun în cascade și corecție în avans (condensatori C5, C6), nu există o distorsiune dinamică în amplificator, ceea ce este deosebit de important pentru funcționarea stabilă a un sistem cu PIC.

Tensiunea OOS de la ieșirea amplificatorului este furnizată la punctul de conectare al rezistențelor R11 și R12, care, împreună cu R10 și R13, determină curentul de funcționare VT1 și VT2. În același timp, R10 și R13, ca parte a divizoarelor R14/R10C3 și R15/R13C4, stabilesc funcția de transfer a circuitului OOS.

Componenta directă a tensiunii de ieșire este furnizată emițătorilor tranzistorilor de intrare prin R10R11 și R12R13 și nu numai prin R14 și R15, prin urmare, adâncimea feedback-ului pentru tensiunea continuă este mult mai mare decât pentru tensiunea alternativă, iar tensiunea constantă. componenta la ieșirea UMZCH este strict stabilizată.

Utilizarea condensatoarelor electrolitice C3, C4 nu duce, după măsurători, la o creștere semnificativă a distorsiunii, deoarece sunt polarizați cu o tensiune constantă de aproximativ 4 V (componenta alternativă este mult mai mică), astfel încât modul lor de funcționare este aproape liniară.

A doua etapă pe tranzistoarele VT5-VT8, conectate conform circuitului OK-OB, este un tampon între două circuite MPOS. Diodele VD3-VD6 stabilesc tensiunea de polarizare la bazele emițătorului urmăritori VT9, VT10 și diodele VD7, VD8 protejează împotriva creșterii prea mari în cazul unei defecțiuni a amplificatorului sau a uneia dintre siguranțe.

Amplificatorul de tensiune (VT11, VT13 VT12, VT14) este de asemenea realizat folosind un circuit cascode. Tensiunea de alimentare a primelor trepte este de aproximativ 21 V și este setată de stabilizator (VT23, VT24, VD17, VD18). Tranzistoarele de ieșire funcționează cu un curent de repaus scăzut, astfel încât stabilizarea termică nu este necesară.

Elementele de corecție a frecvenței R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 formează răspunsul în frecvență al amplificatorului, asigurând stabilitatea acestuia sub OOC. În același timp, R19 și R27 servesc ca sarcină a etajelor de intrare și, respectiv, tampon, precum și a sarcinii buclelor MPOS, determinând câștigul acestora.

Tranzistoarele cu efect de câmp sunt utilizate în circuitele MPOS pentru a minimiza distorsiunile proprii ale circuitelor. Fiecare circuit MPOS este o etapă de amplificare cu un coeficient de transmisie de aproximativ unitate, care poate fi schimbat cu rezistențele de reglare R58 și R67.

Prin conectarea directă a ieșirii cascadei la intrarea acesteia, se obține 100% PIC. Lanțurile R57C15 și R66C16 ajustează răspunsul în frecvență al cascadelor, îmbunătățind acuratețea compensării la frecvențele din domeniul audio. Circuitele MPOS sunt conectate la canalul principal în punctele nodurilor A, B și la firul comun.

Punctele de funcționare ale tranzistoarelor primelor cascade și circuite ale MPOS sunt stabilizate rigid de rezistențe de înaltă rezistență în circuitele lor emițătoare (sursă). Aceasta asigură constanța caracteristicilor cascadelor conectate la punctele A și B.

În plus, tranzistoarele VT3VT4 și VT27VT28, VT7VT8 și VT31VT32 sunt sarcini dinamice unul pentru celălalt, iar emițătorii adepți VT5VT6, VT9VT10 și tranzistoarele cu efect de câmp VT25VT26 și VT29VT30 determină o rezistență mare a buclei de intrare, astfel încât rezistența de intrare MPOS este determinată de rezistența de intrare MPOS. R19, ​​R27 (la frecvențe audio).

Datorită acestui fapt, a fost posibil să se obțină o stabilitate ridicată a câștigului în buclele MPOS, care nu depinde de temperatură și nu se modifică în timp.

Configurarea amplificatorului

Apoi utilizați rezistențele de reglare R7, R20 și R31 pentru a seta tensiunea zero la ieșirea amplificatorului și, respectiv, la punctele de nod A și B. Verificați căderea totală de tensiune între perechile de diode VD3VD4, VD5VD6, VD11VD12, VD13VD14, care ar trebui să fie de aproximativ 2 V. După aceasta, verificați curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire

VT21, VT22, care ar trebui să fie între 20...30 mA. Valoarea sa trebuie setată prin selectarea rezistențelor R38, R39, la care nu există distorsiuni „în trepte”.

La ieșirea amplificatorului este conectată o sarcină echivalentă cu o rezistență de 4,8 ohmi și se verifică funcționarea circuitului de polarizare flotantă al etapei finale.

Pentru a face acest lucru, conectați un osciloscop la bazele VT19 și VT20 și aplicați un semnal sinusoidal cu o frecvență de 100 Hz la intrarea amplificatorului. Oscilograma ar trebui să aibă forma unei tensiuni pulsatorii (cum ar fi o sinusoidă „rectificată”) cu o amplitudine de aproximativ 5 V la o tensiune nominală de ieșire și o rezistență de sarcină de 4 ohmi. Pe măsură ce rezistența de sarcină crește sau semnalul de intrare scade, această amplitudine ar trebui să scadă.

Verificați trecerea impulsurilor dreptunghiulare prin amplificator. Nu ar trebui să existe vârfuri în oscilogramele tensiunii de ieșire, în caz contrar, capacitatea condensatoarelor C5 și C6 este crescută. În acest moment, configurarea canalului principal poate fi considerată finalizată.

Să remarcăm că deja amplificatorul de bază (fără circuite MPOS) are următoarele caracteristici destul de ridicate (vezi începutul articolului).

Circuitele MPC sunt configurate prin conectarea lor la circuit și setarea motoarelor R58, R67 în poziția de rezistență maximă, adică. câștigul minim în buclă al circuitelor MPOS.

Tensiunea dintre dren și sursă a tranzistorilor cu efect de câmp nu trebuie să fie mai mare de 10 V (maximul admisibil pentru tranzistorul KP103), dar nu prea scăzut, altfel valoarea dorită este atinsă prin selectarea rezistențelor R51, R52, R60, R61. Este de dorit ca tranzistoarele complementare să fie selectate în perechi cu valori apropiate ale curentului de dren inițial și ale tensiunii de întrerupere.

Intrarea amplificatorului este scurtcircuitată, la ieșire este conectat un sistem acustic (AS) sau un dispozitiv de măsurare, iar semnalul de la sursă (generator de semnal sau sursa unui program muzical bogat în componente de joasă și înaltă frecvență) cu o ieșire de înaltă impedanță este alimentat la punctul nodului B, simulând un semnal de distorsiune.

Firul comun al sursei este conectat la firul comun al amplificatorului. Prin reglarea R58, se obține atenuarea maximă a semnalului la ieșirea amplificatorului. Prin selectarea R57C15, suprimarea componentelor de înaltă frecvență din spectrul semnalului este îmbunătățită.

După ce ați configurat primul circuit MOS, deconectați-l de la punctul A și sursa simulatorului de distorsiune din punctul B. Ieșirea simulatorului este conectată în paralel cu rezistența R35 și configurați al doilea circuit MOS în același mod ca primul. După aceasta, primul circuit al MPOS este reconectat și se observă suprimarea suplimentară a semnalului.

În etapa finală, se efectuează un test direct de suprimare a NI în amplificator. Este suficient să măsurați doar coeficientul de distorsiune de intermodulație al OP, deoarece la valori suficient de mici coeficientul de distorsiune armonică este în mod evident acceptabil.

Conform tehnicii, la intrarea amplificatorului se aplică două semnale sinusoidale cu o frecvență de 25-30 kHz și o diferență de frecvență de 1 kHz la aceeași amplitudine, care nu depășește jumătate din cea nominală, iar nivelul sonor reprodus de difuzor. este evaluat.

Când circuitele MPOS sunt deconectate, puteți auzi un sunet foarte liniștit (corespunzător cu 0I = 0,005%), care dispare complet atunci când sunt conectate.

Pentru a demonstra în mod clar suprimarea NI, puteți crește temporar neliniaritatea amplificatorului de bază prin conectarea unui lanț al unei diode conectate în serie în direcția de conducere (de exemplu, D9) și a unui rezistor cu o rezistență de 47 kOhm în paralel cu rezistența R9.

În acest caz, RI-ul amplificatorului de bază crește la aproximativ 0,5%, frecvența combinată devine clar distinsă și se poate aprecia cu mai multă încredere suprimarea acesteia la conectarea circuitelor MOS.

Din astfel de măsurători rezultă că fiecare dintre circuitele MPOS suprimă distorsiunea cu cel puțin 30 dB și ambele împreună - cu aproape 60 dB, astfel încât NI-ul întregului amplificator nu poate fi măsurat prin metode convenționale datorită valorii lor extrem de mici. , dar poate fi estimat doar ținând cont de OP-ul amplificatorului de bază, redus cu trei ordine de mărime, ceea ce dă o valoare fantastică de 0I = 0,00001%)!

Un alt aspect pozitiv al utilizării MPOS într-un amplificator trebuie remarcat. Deoarece atunci când OOS general încetează, câștigul tinde să crească datorită acțiunii PIC-ului, atunci când semnalul este întârziat în circuitul OOS, circuitele MOS devin de fapt dispozitive corective forțatoare care accelerează procesele din sistem și reduc faza. schimbarea între semnalele de intrare și de ieșire. Acest lucru îmbunătățește calitatea procesului tranzitoriu, ceea ce ajută și la reducerea distorsiunii.

Impresia subiectivă a funcționării acestui amplificator este greu de transmis în cuvinte, trebuie să auziți puritatea și transparența sunetului său. În acest sens, nu numai că nu este inferior amplificatoarelor cu tuburi, ci și vizibil superior acestora, fără a introduce practic ceva „propriu” în imaginea sonoră.

Experiența de funcționare a acestuia timp de 5 ani a demonstrat fiabilitatea designului, iar verificările periodice au arătat o bună stabilitate a reglajului și menținerea preciziei compensării distorsiunii în limitele specificate fără ajustări suplimentare.

Piese și PCB

Placa de circuit imprimat este proiectată pentru a îndeplini cerințele obișnuite. Blocurile MPOS de pe tranzistoarele VT25-VT32 sunt realizate pe două plăci mici separate și sub formă de module și sunt fixate perpendicular pe placa principală a amplificatorului în apropierea punctelor nodurilor A și B.

Orez. 5-6. Plăci cu circuite imprimate pentru un circuit amplificator de putere de joasă frecvență de înaltă calitate.

Amplificatorul folosește rezistențe de tip MLT, rezistențe de reglare de tip SPZ-29M, condensatoare K50-16 (SZ, C4, C11-C14), K73-I7 (C1, C2), KD1, KT1 - restul. Radiatoarele de căldură ale tranzistoarelor VT21, VT22 sunt situate în apropierea elementelor circuitului de polarizare plutitor al etapei finale pentru a compensa instabilitatea temperaturii curentului de repaus al tranzistoarelor de ieșire.

Plăcile de circuite imprimate sunt realizate din folie PCB. Dimensiunea plăcii de canal principal (Fig. 5) este de 150 x 105 mm, dimensiunea modulelor MPOS (Fig. 6) este de 105 x 30 mm.

După dezlipirea tuturor pieselor, modulele MPOS sunt instalate pe placa principală în direcțiile indicate de săgețile din Fig. 1. Conductoarele de circuit imprimat corespunzătoare ale plăcilor sunt conectate conform schemei de circuit folosind jumperi de fire. Magistralele comune de fire pot fi conectate folosind fire de tip care țin plăcile într-o poziție reciproc perpendiculară.

Dezactivarea și conectarea circuitelor MPOS în timpul configurării se face prin jumperi între punctele nodurilor A, B și punctele corespunzătoare ale modulelor MPOS.

Pentru un amplificator stereo, plăcile canalului principal și modulelor MPOS sunt de două ori mai largi - nu 105, ci 210 mm și li se aplică două modele identice.

O atenție deosebită trebuie acordată aspectului amplificatorului. Firele care conectează amplificatorul la sursa de alimentare trebuie să fie cât mai scurte posibil și de secțiune transversală mare.

Acest lucru este valabil mai ales pentru firul care conectează magistrala de cablu comună a plăcii de circuit imprimat la „zero” al sursei de alimentare - punctul de conectare al condensatorilor filtrului.

Dacă, dintr-un motiv oarecare, ultima cerință nu poate fi îndeplinită, atunci este mai bine să nu conectați bornele „împământată” ale condensatoarelor C13, C14 la firul comun de pe placă, ci, scurtcircuitându-le împreună, să le conectați la „ zero” a sursei de alimentare cu un fir separat. Firele de la sistemele de difuzoare sunt, de asemenea, conectate la acest loc, așa cum se arată în Fig. 7.

Orez. 7. Cablajul zero și conectarea difuzoarelor în amplificator.

Calitatea aspectului unui amplificator stereo poate fi verificată cu ușurință prin încărcarea unuia dintre canalele sale cu o sarcină echivalentă de 4 ohmi și aplicarea unei undă pătrată cu o frecvență de 2000 Hz la intrarea acestui canal, iar monitorizarea se realizează prin difuzoarele celui de-al doilea canal, a căror intrare este scurtcircuitată. Cu aspectul corect, nu ar trebui să existe semnal cu o frecvență de undă pătrată în difuzoare.

Literatură:

1. Matyuskin V.P. - Amplificator liniar.
2. Proiectare amplificatoare audio cu tranzistori - N.L. Bezladnov, B.Ya.Gerzenshtein, V.I. Kozhanov și colab. - M.: Svyaz, 1976.
3. Kostin V. - Criterii psihoacustice pentru calitatea sunetului și selectarea parametrilor UMZCH. Radio 1987-12.
4. Khlypalo E.I. - Calculul și proiectarea dispozitivelor corective neliniare în sisteme automate, 1982.

Răspunsurile lui Matyushkina V.P. la întrebările celor care doresc să reproducă designul amplificatorului

- Care este rata de creștere a tensiunii de ieșire? Răspuns: Rata de creștere a tensiunii de ieșire este de cel puțin 20 V/µs când OOS este pornit.

Care este câștigul? Răspuns: Valoarea lui Ku este determinată de mărimea coeficientului de transmisie al circuitului OOS (inversul acestuia) și la frecvențele audio - în principal de raportul R14/R10 (R15/R13). Valoarea sa măsurată este de aproximativ 86.

- Care este tensiunea maximă admisă la intrarea amplificatorului fără a-i degrada caracteristicile?

Răspuns: La limitarea vârfurilor de semnal în treapta de ieșire, distorsiunile nu sunt compensate, deoarece tensiunea de „corecție” a secțiunilor MPOS nu mai poate modifica ieșirea. În astfel de momente, parametrii amplificatorului corespund unui amplificator fără MOS în modul clipping, iar distorsiunea este semnificativă. Prin urmare, iwh nu ar trebui să fie mai mult decât nominal.

- Este posibil să se evite utilizarea emițătorilor de urmărire, de ex. scurtați calea semnalului?

Răspuns: Este imposibil să faci fără emițători. Ele sunt necesare pentru a potrivi Rut-ul ridicat al etapei tampon și a legăturii MPOS cu Rin relativ scăzut al amplificatorului de tensiune. În plus, ED-urile sunt necesare pentru a amplifica semnalul curent, deoarece numai ei, împreună cu VT11, VT12, determină curentul de antrenare al etapei finale (VT13, VT14 nu amplifică curentul, deoarece sunt conectați conform circuitului cu OB).

- Este posibil să se reducă raportul semnal-zgomot utilizând tranzistori cu efect de câmp în UMZCH? Dacă da, care și în ce cascade?

Răspuns: În primele etape ale canalului de amplificare, este necesar să se utilizeze perechi complementare de tranzistoare cu efect de câmp cu o frecvență de amplificare de tăiere de cel puțin 200 MHz. Este foarte posibil să folosiți tranzistori de joasă frecvență în legăturile MPOS, dar nu sunt potrivite pentru canalul principal.

În principiu, întregul UMZCH poate fi realizat folosind tranzistori cu efect de câmp, dar acesta va fi un design diferit.

- Este posibil să creșteți puterea de ieșire a UMZCH, adică numărul de tranzistori de ieșire?

Cea mai simplă opțiune este să utilizați KT8101, KT8102 mai modern și mai puternic în loc de VT21, VT22 și să creșteți tensiunea de alimentare la ±46 V. Apoi, trebuie să utilizați KT502E, KT503E ca VT13, VT14. Rezistența rezistențelor R46, R47 trebuie crescută la 1,5 kOhm și R36, R37 - la 5,1 kOhm.

Este recomandabil să creșteți capacitatea condensatoarelor din sursa de alimentare. De asemenea, poate fi necesară modificarea valorilor elementelor de corecție C5, C6, C8, C9, R18 pentru a asigura stabilitatea. Ca rezultat, puterea nominală crește la cel puțin 150 W într-o sarcină de 4 ohmi la o tensiune nominală de intrare de ~0,4 V.

- Cum ar trebui să fie sursa de alimentare UMZCH: stabilizată sau nu?

Răspuns: Sursa de alimentare este un redresor bipolar nestabilizat cu condensatori de filtru de 10.000 μF. Utilizarea surselor de alimentare cu comutare este nedorită, deoarece acestea creează interferențe RF semnificative în circuitul UMZCH.

- Care ar trebui să fie aria radiatoarelor tranzistoarelor VT19-VT22?

Răspuns: Suprafața radiatoarelor cu tranzistori de ieșire trebuie să fie de cel puțin 400 cm2. Într-o versiune mai puternică a UMZCH (vezi mai sus), ar trebui să fie mărită la 600 cm2. În acest caz, trebuie prevăzute radiatoare mici din tablă de aluminiu cu grosimea de 1,5 mm, cu dimensiunea de 2x3 cm2 și tranzistoare VT19, VT20.

- Ce diode pot înlocui KD520A?

Răspuns: Pot fi înlocuite cu alte diode de siliciu, de exemplu, seria KD503, D219, D220. Deoarece determină punctele de funcționare ale tranzistoarelor corespunzătoare, trebuie să verificați curentul colectorului VT11, VT12, VT13, VT14 în modul silențios, a cărui valoare ar trebui să fie de aproximativ 5 mA și nu mai mult.

Dacă este semnificativ mai mic, puteți crește numărul de diode conectate în serie în comparație cu circuitul, dacă curentul este mai mare, reduceți rezistența rezistențelor R28, R29 (pentru a reduce 1k VT11, VT12) și crește rezistența rezistențelor R32; , R35 (pentru a reduce 1k VT13, VT14).

- Este posibil să înlocuiți rezistențele de tăiere R7, R20, R31, R53, R67 cu rezistențe de fir de tip SP-5?

- Care ar trebui să fie rezistența sursei de semnal pentru a configura amplificatorul?

Răspuns: Rezistența de ieșire a sursei de semnal conectată la punctul nod trebuie să fie de cel puțin zeci de kilo-ohmi, dar dacă Rout este prea mare, semnalul înregistrat scade. Am configurat amplificatorul conectând sursa de semnal printr-un rezistor cu o rezistență de 16-20 kOhm.

La configurarea celui de-al doilea circuit, Rout trebuie redus la ~ 2 kOhm, iar tensiunea de ieșire a sursei trebuie crescută la câțiva volți, deoarece în acest caz semnalul înregistrat este semnificativ mai mic decât la configurarea primului circuit.

- Care este nivelul admisibil al componentei DC la ieșirea amplificatorului în punctele A și B?

Răspuns: La ieșirea UMZCH, nivelul componentei constante ar trebui să fie cât mai aproape de zero posibil. 20-50 mV pot fi considerate acceptabile. La punctele A și B, nivelul componentei constante poate fi zero doar dacă perechile de tranzistoare VT5, VT6 și VT9, VT10 sunt perfect complementare.

Deoarece, de fapt, răspândirea caracteristicilor de intrare atinge zecimi de volți, atunci nivelul menționat ar trebui să difere de la zero prin valoarea acestei răspândiri, dacă o prioritate mai mare (ca în acest caz) este menținerea acelorași curenți de colector în fiecare pereche de tranzistoare. Prezența unei componente constante în aceste puncte nu are o importanță fundamentală.

- Este posibilă reglarea curenților de colector ai tranzistoarelor VT11, VT12 cu rezistențele R33, R34 (reglarea cu rezistențele R28, R29 este imposibilă)?

Răspuns: Posibil, dar nu de dorit, deoarece coeficientul de transmisie al canalului de amplificare depinde în mare măsură de rezistențele rezistențelor R33, R34, iar schimbarea acestora poate duce la autoexcitare, pentru a elimina care va fi necesară modificarea valorilor a altor elemente de corectare.

Procedați așa cum este specificat în RA2/99 (pag. 12). Observ că atunci când R28=R29=0 1k de tranzistoare VT11, VT12 va fi, de asemenea, egal cu zero, deci este întotdeauna posibil să se reducă curentul colectorului prin scăderea rezistenței rezistențelor R28 și R29. Este important să schimbați rezistența în mod egal și în același timp. Dacă aceasta eșuează, atunci fie tranzistoarele sunt defecte, fie potențialul din punctul B este prea mare și trebuie ajustat folosind R31.

- Care este motivul pentru care al doilea circuit al MPOS (VT29-VT32) nu poate fi configurat? Testele au fost efectuate pe ambele canale ale amplificatorului, toate elementele MPOS-ului sunt în stare bună de funcționare, tensiunile de pe tranzistoare corespund celor recomandate în articol.

Răspuns: Este mai dificil să configurați circuitul B al MPOS-ului, deși principiul ajustării este același. În primul rând, este dificil să obțineți un nivel semnificativ al semnalului la ieșirea amplificatorului. În al doilea rând, atunci când simulatorul este conectat la un amplificator de tensiune și la etapa finală, autoexcitarea are loc cu ușurință și, chiar și cu o ușoară excitare, R67 nu are practic niciun efect. Prin urmare, atunci când configurați, trebuie să controlați absența generațiilor.

Circuitul B poate fi ajustat pentru a minimiza distorsiunile neliniare atunci când se efectuează experimentul descris la sfârșitul articolului. Valorile elementelor circuitului sunt alese astfel încât, chiar și fără ajustare, precizia setării a1, y1 să fie de aproximativ 10%, iar sarcina se rezumă la obținerea efectului maxim posibil.

- Este necesar să selectați tranzistorii pe baza câștigului?

Răspuns: Tranzistoarele bipolare (în canalul principal de amplificare) nu trebuie selectate. Este recomandabil să selectați tranzistoarele cu efect de câmp (în circuitele MPOS) pe baza valorilor curentului de dren inițial și tensiunii de întrerupere.

Răspuns: Mai întâi, a fost asamblat un UMZCH. După finalizarea circuitului, acesta a fost repetat ca al doilea canal al unui amplificator stereo. Era eficient și avea caracteristici apropiate de primul fără a selecta elemente (fără a număra tranzistorii cu efect de câmp). Acest lucru indică o bună repetabilitate a designului.

Radioamator de la Zhitomir Dubchenko R. a asamblat un amplificator, îl ascultă cu acustica S-90 și este mulțumit de sunet. El a raportat că a reușit în aproape toate experimentele cu circuite MPOS (reglarea și suprimarea distorsiunii) descrise în articol.

Răspuns: Judecând după simptome, problema nu este în amplificator în sine, ci din conexiunea sa incorectă la sursa de semnal (IS), unitatea de alimentare (PSU) și sarcină. Impedanța de intrare a amplificatorului este relativ mare, astfel încât intrarea sa este sensibilă la interferențe.

Sub nicio formă nu trebuie transferată borna de masă a sarcinii pe magistrala comună a plăcii de circuit imprimat. Firul colector al fiecărui tranzistor de ieșire trebuie să fie răsucit într-un singur pachet cu firul emițătorului, lăsând firul de bază liber. Dacă lungimea firelor este mai mare de 10 cm, acestea trebuie scurtate.

Zgomotul dispare după conectarea primului circuit al MPOS-ului la punctul A. Înainte de aceasta, este cu adevărat vizibil. Cu toate acestea, până când amplificatorul este reglat, circuitele MOS nu trebuie conectate. Mai întâi trebuie să obțineți o funcționare stabilă a amplificatorului cu o sarcină echivalentă și abia apoi să conectați difuzoarele.

- Ce tranzistoare din seriile KP103 și KP303 pot fi utilizate, care este răspândirea permisă a parametrilor lor și care este tensiunea nominală între dren și sursă?

Răspuns: Puteți utiliza tranzistori KP103E, Zh, I; KP303A, B, Zh cu o răspândire a parametrilor de 20-30%. isi.nom ~9 V. Prezentăm, de asemenea, răspunsurile autorului la întrebările despre articolul lui V. P. Matyushkin „Reglarea fiziologică a timbrului” (vezi mai jos)

- Ce dependenţă funcţională trebuie să aibă rezistenţa variabilă R15 (Fig. 4, a)?

Răspuns: Este mai bine să folosiți rezistențe variabile R14, R15 cu o caracteristică de control liniară.

- Ce circuite de preamplificare, controale de volum și echilibru stereo a folosit autorul?

Răspuns: Puteți utiliza orice circuite ale acestor dispozitive.

- Curbele din graficul din Fig. 4, b în regiunea de înaltă frecvență sunt o continuare a curbelor din regiunea de joasă frecvență (curbele 0, 1, 2)?

Răspuns: Părțile de înaltă frecvență ale răspunsului în frecvență din Fig. 4b sunt prezentate în diferite poziții ale motorului R15 pentru a ilustra forma lor caracteristică. Apariția lor la f>>1 kHz practic nu depinde de poziția comutatorului SA1. Cu alte cuvinte, comenzile pentru tonuri de bas și înalte sunt independente unele de altele, ca și în cazul comenzilor convenționale de ton.

Amplificatorul de putere Lanzar are două circuite de bază - primul se bazează în întregime pe tranzistoare bipolare (Fig. 1), al doilea folosind cele de câmp în penultima etapă (Fig. 2). Figura 3 prezintă un circuit al aceluiași amplificator, dar executat în simulatorul MS-8. Numerele de poziție ale elementelor sunt aproape aceleași, așa că vă puteți uita la oricare dintre diagrame.

Figura 1 Circuitul amplificatorului de putere LANZAR bazat în întregime pe tranzistoare bipolare.
CREȘTE

Figura 2 Circuitul amplificatorului de putere LANZAR folosind tranzistori cu efect de câmp în penultima etapă.
CREȘTE

Figura 3 Circuitul amplificatorului de putere LANZAR de la simulatorul MS-8. CREȘTE

LISTA ELEMENTELOR INSTALATE ÎN AMPLIFICATORUL LANZAR
PENTRU OPTIUNEA BIPOLARA	PENTRU OPȚIUNEA CU CÂMPURI
C3,C2 = 2 x 22 u0 C4 = 1 x 470p C6,C7 = 2 x 470µ0 x 25V C5, C8 = 2 x 0 u33 C11, C9 = 2 x 47 u0 C12,C13,C18 = 3 x 47p C15, C17, C1, C10 = 4 x 1 u0 C21 = 1 x 0µ15 C19,C20 = 2 x 470µ0 x 100V C14,C16 = 2 x 220µ0 x 100V R1 = 1 x 27k R2,R16 = 2 x 100 R8,R11,R9,R12 = 4 x 33 R7,R10 = 2 x 820 R5,R6 = 2 x 6k8 R3,R4 = 2 x 2k2 R14,R17 = 2 x 10 R15 = 1 x 3k3 R26,R23 = 2 x 0R33 R25 = 1 x 10k R28,R29 = 2 x 3R9 R27,R24 = 2 x 0,33 R18 = 1 x 47 R19,R20,R22 R21 = 4 x 2R2 R13 = 1 x 470 VD1,VD2 = 2 x 15V VD3,VD4 = 2 x 1N4007 VT2,VT4 = 2 x 2N5401 VT3,VT1 = 2 x 2N5551 VT5 = 1 x KSE350 VT6 = 1 x KSE340 VT7 = 1 x BD135 VT8 = 1 x 2SC5171 VT9 = 1 x 2SA1930 VT10,VT12 = 2 x 2SC5200 VT11,VT13 = 2 x 2SA1943	C3,C2 = 2 x 22 u0 C4 = 1 x 470p C6,C7 = 2 x 470µ0 x 25V C5, C8 = 2 x 0 u33 C11,C10 = 2 x 47 u0 C12,C13,C18 = 3 x 47p C15, C17, C1, C9 = 4 x 1 u0 C21 = 1 x 0µ15 C19,C20 = 2 x 470µ0 x 100V C14,C16 = 2 x 220µ0 x 100V R1 = 1 x 27k R2,R16 = 2 x 100 R8,R11,R9,R12 = 4 x 33 R7,R10 = 2 x 820 R5,R6 = 2 x 6k8 R4,R3 = 2 x 2k2 R14,R17 = 2 x 10 R15 = 1 x 3k3 R26,R23 = 2 x 0R33 R25 = 1 x 10k R29,R28 = 2 x 3R9 R27,R24 = 2 x 0,33 R18 = 1 x 47 R19,R20,R22 R21 = 4 x 2R2 R13 = 1 x 470 VD1,VD2 = 2 x 15V VD3,VD4 = 2 x 1N4007 VT8 = 1 x IRF640 VT9 = 1 x IRF9640 VT2,VT3 = 2 x 2N5401 VT4,VT1 = 2 x 2N5551 VT5 = 1 x KSE350 VT6 = 1 x KSE340 VT7 = 1 x BD135 VT10,VT12 = 2 x 2SC5200 VT11,VT13 = 2 x 2SA1943

De exemplu, să luăm tensiunea de alimentare egală cu ±60 V. Dacă instalarea este făcută corect și nu există piese defecte, atunci obținem harta tensiunii prezentată în Figura 7. Curenții care curg prin elementele amplificatorului de putere sunt afișați în Figura 8. Puterea disipată a fiecărui element este prezentată în Figura 9 (aproximativ 990 mW este disipat pe tranzistoarele VT5, VT6, prin urmare carcasa TO-126 necesită un radiator).

Figura 7. Harta tensiunii amplificatorului de putere LANZAR MĂRIRE

Figura 8. Harta curentului amplificatorului de putere MĂRIRE

Figura 9. Harta disipării puterii amplificatorului MĂRIRE

Câteva cuvinte despre detalii și instalare:
În primul rând, ar trebui să acordați atenție instalării corecte a pieselor, deoarece circuitul este simetric, erorile sunt destul de frecvente. Figura 10 prezintă dispunerea pieselor. Reglarea curentului de repaus (curent care curge prin tranzistoarele terminale atunci când intrarea este închisă la un fir comun și compensând caracteristica curent-tensiune a tranzistorilor) este realizată de rezistența X1. Când este pornit pentru prima dată, glisorul rezistenței ar trebui să fie în poziția cea mai înaltă conform diagramei, adică. au rezistenta maxima. Curentul de repaus trebuie să fie de 30...60 mA. Nu se gândește să-l setezi mai sus - nu există modificări vizibile nici la instrumente, nici la nivel sonor. Pentru a seta curentul de repaus, tensiunea este măsurată pe oricare dintre rezistențele emițătorului etapei finale și setată în conformitate cu tabelul:

TENSIUNEA LA BORNELE REZISTORULUI EMITOR, V	STOP CURENTUL PREA MIC, DISTORSIUNEA „PAS” POSIBILĂ, CURENTUL NORMAL DE REPOS, CURENTUL DE CURENTA ESTE MARE - ÎNCĂLZIRE EXCESIVĂ, DACĂ ACEASTA NU ESTE O ÎNCERCARE DE CREARE A CLASEI „A”, ACESTA ESTE UN CURENTUL DE URGENȚĂ.
	CURENT DE REPOS AL O PERECHE DE TRANZISTOARE TERMINALE, mA

Figura 10 Amplasarea pieselor pe placa amplificatorului de putere. Sunt afișate locurile în care apar cele mai des erorile de instalare.

S-a pus întrebarea cu privire la oportunitatea utilizării rezistențelor ceramice în circuitele emițătoare ale tranzistoarelor terminale. De asemenea, puteți folosi MLT-2, câte două, conectate în paralel cu o valoare nominală de 0,47...0,68 Ohm. Cu toate acestea, distorsiunea introdusă de rezistențele ceramice este prea mică, dar faptul că sunt sparse - la supraîncărcare se sparg, adică. rezistența lor devine infinită, ceea ce duce destul de des la salvarea tranzistoarelor finale în situații critice.
Zona radiatorului depinde de condițiile de răcire. Figura 11 prezintă una dintre opțiuni; este necesară atașarea tranzistorilor de putere la radiator prin garnituri izolatoare . Este mai bine să folosiți mica, deoarece are o rezistență termică destul de scăzută. Una dintre opțiunile de montare a tranzistorilor este prezentată în Figura 12.

Figura 11 Una dintre opțiunile de radiator pentru o putere de 300 W, cu o bună ventilație

Figura 12 Una dintre opțiunile pentru atașarea tranzistoarelor amplificatoarelor de putere la un radiator.
Trebuie folosite garnituri izolante.

Înainte de instalarea tranzistoarelor de putere, precum și în caz de suspiciune de avarie, tranzistoarele de putere sunt verificate cu un tester. Limita testerului este setată pentru a testa diodele (Figura 13).

Figura 13 Verificarea tranzistorilor finali ai amplificatorului înainte de instalare și în cazul suspiciunii de defectare a tranzistorilor după situații critice.

Merită să selectați tranzistorii conform codului? câştig? Există destul de multe dispute pe această temă, iar ideea de a selecta elemente datează de la sfârșitul anilor șaptezeci, când calitatea bazei elementului lăsa de dorit. Astăzi, producătorul garantează o răspândire a parametrilor între tranzistoarele aceluiași lot de cel mult 2%, ceea ce în sine indică calitatea bună a elementelor. În plus, având în vedere că tranzistoarele terminale 2SA1943 - 2SC5200 sunt ferm stabilite în ingineria audio, producătorul a început să producă tranzistori perechi, adică. tranzistorii de conducție directă și inversă au deja aceiași parametri, adică diferența nu este mai mare de 2% (Figura 14). Din păcate, astfel de perechi nu se găsesc întotdeauna la vânzare, dar am avut ocazia să cumpărăm „gemeni” de mai multe ori. Cu toate acestea, chiar și după ce am rezolvat codul cafelei. câștig între tranzistorii înainte și invers, trebuie doar să vă asigurați că tranzistorii cu aceeași structură sunt din același lot, deoarece sunt conectați în paralel, iar răspândirea în h21 poate provoca o suprasarcină a unuia dintre tranzistori (care are acest parametru mai mare) și, ca urmare, supraîncălzirea și defecțiunea clădirii. Ei bine, răspândirea dintre tranzistori pentru semiundele pozitive și negative este complet compensată de feedback-ul negativ.

Figura 14 Tranzistoare cu structuri diferite, dar din același lot.

Același lucru este valabil și pentru tranzistoarele cu trepte diferențiale - dacă sunt din același lot, de exemplu. achiziționat în același timp într-un singur loc, atunci șansa ca diferența de parametri să fie mai mare de 5% este FOARTE mică. Personal, preferăm tranzistoarele 2N5551 - 2N5401 de la FAIRCHALD, totuși și ST-ul sună destul de decent.
Cu toate acestea, acest amplificator este asamblat și folosind componente casnice. Acest lucru este destul de realist, dar să ținem cont de faptul că parametrii KT817 achiziționați și cei găsiți pe rafturile atelierului dvs., achiziționat în anii 90, vor diferi destul de semnificativ. Prin urmare, aici este mai bine să folosiți contorul h21 disponibil în aproape toate sălile de testare digitale. Adevărat, acest gadget din tester arată adevărul doar pentru tranzistoarele de putere redusă. Folosirea acestuia pentru a selecta tranzistori pentru etapa finală nu va fi în întregime corectă, deoarece h21 depinde și de curentul care curge. Acesta este motivul pentru care sunt deja realizate standuri de testare separate pentru a respinge tranzistoarele de putere. din curentul de colector reglabil al tranzistorului testat (Figura 15). Calibrarea unui dispozitiv permanent pentru respingerea tranzistorilor se realizează astfel încât microampermetrul la un curent de colector de 1 A deviază cu jumătate din scară, iar la un curent de 2 A - complet. Când asamblați un amplificator, nu trebuie să vă faceți un suport pentru dvs. sunt suficiente două multimetre cu o limită de măsurare a curentului de cel puțin 5 A.
Pentru a efectua respingerea, ar trebui să luați orice tranzistor din lotul respins și să setați curentul colectorului cu un rezistor variabil la 0,4...0,6 A pentru tranzistoarele din penultima etapă și 1...1,3 A pentru tranzistoarele din etapa finală. Ei bine, atunci totul este simplu - tranzistoarele sunt conectate la bornele și, în funcție de citirile ampermetrului conectat la colector, sunt selectate tranzistorii cu aceleași citiri, fără a uita să se uite la citirile ampermetrului din circuitul de bază - ar trebui să fie și ele asemănătoare. O diferență de 5% este destul de acceptabilă pentru indicatori cu cadran, se pot face semne „coridorul verde” pe scară în timpul calibrării. Trebuie remarcat faptul că astfel de curenți nu provoacă o încălzire slabă a cristalului tranzistorului și, având în vedere faptul că acesta este fără radiator, durata măsurătorilor nu ar trebui prelungită în timp - butonul SB1 nu trebuie ținut apăsat mai mult de 1...1,5 secunde. O astfel de screening vă va permite în primul rând să selectați tranzistori cu un factor de câștig cu adevărat similar, iar verificarea tranzistorilor puternici cu un multimetru digital este doar o verificare pentru a ușura conștiința - în modul microcurent, tranzistorii puternici au un factor de câștig mai mare de 500, și chiar și o mică răspândire atunci când verificați cu un multimetru în modurile curente reale se poate dovedi a fi uriașă. Cu alte cuvinte, la verificarea coeficientului de câștig al unui tranzistor puternic, citirea multimetrului nu este altceva decât o valoare abstractă care nu are nimic în comun cu coeficientul de câștig al tranzistorului, cel puțin 0,5 A curge prin joncțiunea colector-emițător.

Figura 15 Respingerea tranzistoarelor puternice pe baza câștigului.

Condensatoarele de trecere C1-C3, C9-C11 au o conexiune netipică în comparație cu amplificatoarele analogice din fabrică. Acest lucru se datorează faptului că, prin această conexiune, rezultatul nu este un condensator polar de o capacitate destul de mare, dar utilizarea unui condensator de film de 1 µF compensează funcționarea neîntregul corectă a electroliților la frecvențe înalte. Cu alte cuvinte, această implementare a făcut posibilă obținerea unui sunet de amplificator mai plăcut, în comparație cu un electrolit sau un condensator de film.
În versiunile mai vechi de Lanzar, în loc de diodele VD3, VD4, au fost folosite rezistențe de 10 Ohm. Schimbarea bazei elementului a permis o performanță ușor îmbunătățită la vârfurile semnalului. Pentru o privire mai detaliată asupra acestei probleme, să ne uităm la Figura 3.
Circuitul nu modelează o sursă de alimentare ideală, ci una mai apropiată de una reală, care are propria rezistență (R30, R31). Când redați un semnal sinusoidal, tensiunea pe șinele de alimentare va avea forma prezentată în Figura 16. În acest caz, capacitatea condensatoarelor filtrului de putere este de 4700 μF, ceea ce este oarecum scăzută. Pentru funcționarea normală a amplificatorului, capacitatea condensatoarelor de putere trebuie să fie de cel puțin 10.000 µF pe canal., este posibil mai mult, dar o diferență semnificativă nu se mai observă. Dar să revenim la Figura 16. Linia albastră arată tensiunea direct la colectoarele tranzistoarelor de treaptă finală, iar linia roșie arată tensiunea de alimentare a amplificatorului de tensiune în cazul utilizării rezistențelor în loc de VD3, VD4. După cum se poate observa din figură, tensiunea de alimentare a etapei finale a scăzut de la 60 V și este situată între 58,3 V în pauză și 55,7 V la vârful semnalului sinusoidal. Datorită faptului că condensatorul C14 nu este încărcat numai prin dioda de decuplare, ci și descărcat la vârfurile semnalului, tensiunea de alimentare a amplificatorului ia forma unei linii roșii în Figura 16 și variază de la 56 V la 57,5 ​​V, adică are o leagăn. de aproximativ 1,5 IN.

Figura 16 forma de undă a tensiunii atunci când se utilizează rezistențe de decuplare.

Figura 17 Forma tensiunilor de alimentare la tranzistoarele finale și amplificatorul de tensiune

Prin înlocuirea rezistențelor cu diode VD3 și VD4, obținem tensiunile prezentate în Figura 17. După cum se poate observa din figură, amplitudinea ondulației pe colectoarele tranzistoarelor terminale a rămas aproape neschimbată, dar tensiunea de alimentare a amplificatorului de tensiune. a căpătat o cu totul altă formă. În primul rând, amplitudinea a scăzut de la 1,5 V la 1 V și, de asemenea, în momentul în care trece vârful semnalului, tensiunea de alimentare a UA scade doar la jumătate din amplitudine, adică. cu aproximativ 0,5 V, în timp ce atunci când se folosește un rezistor, tensiunea de la vârful semnalului scade cu 1,2 V. Cu alte cuvinte, prin simpla înlocuire a rezistențelor cu diode, a fost posibil să se reducă ondulația de putere din amplificatorul de tensiune cu mai mult de de 2 ori.
Acestea sunt însă calcule teoretice. În practică, această înlocuire vă permite să obțineți 4-5 wați „gratuit”, deoarece amplificatorul funcționează la o tensiune de ieșire mai mare și reduce distorsiunea la vârfurile semnalului.
După asamblarea amplificatorului și ajustarea curentului de repaus, ar trebui să vă asigurați că nu există o tensiune constantă la ieșirea amplificatorului de putere. Dacă este mai mare de 0,1 V, atunci aceasta necesită în mod clar ajustarea modurilor de funcționare ale amplificatorului. În acest caz, cel mai simplu mod este să selectați un rezistor „de susținere” R1. Pentru claritate, prezentăm mai multe opțiuni pentru această evaluare și arătăm măsurătorile tensiunii DC la ieșirea amplificatorului în Figura 18.

Figura 18 Modificarea tensiunii DC la ieșirea amplificatorului în funcție de valoarea lui R1

În ciuda faptului că pe simulator tensiunea constantă optimă a fost obținută doar cu R1 egal cu 8,2 kOhm, la amplificatoarele reale acest rating este de 15 kOhm...27 kOhm, în funcție de producător, se folosesc tranzistoarele de etaj diferențiale VT1-VT4.
Poate că merită să spunem câteva cuvinte despre diferențele dintre amplificatoarele de putere care folosesc tranzistori bipolari și cele care folosesc dispozitive de câmp în penultima etapă. În primul rând, atunci când se utilizează tranzistori cu efect de câmp, treapta de ieșire a amplificatorului de tensiune este FOARTE puternic descărcată, deoarece porțile tranzistoarelor cu efect de câmp nu au practic nicio rezistență activă - doar capacitatea porții este o sarcină. În acest exemplu de realizare, circuitul amplificatorului începe să calce pe urmele amplificatoarelor din clasa A, deoarece pe întreaga gamă de puteri de ieșire curentul care circulă prin treapta de ieșire a amplificatorului de tensiune rămâne aproape neschimbat. Creșterea curentului de repaus al penultimei trepte care funcționează pe sarcina flotantă R18 și baza emițătorilor adepților tranzistorilor puternici variază, de asemenea, în limite mici, ceea ce a condus în cele din urmă la o scădere destul de vizibilă a THD. Cu toate acestea, există și o muscă în unguent din acest butoi de miere - eficiența amplificatorului a scăzut și puterea de ieșire a amplificatorului a scăzut, din cauza necesității de a aplica o tensiune mai mare de 4 V porților de câmp pentru a le deschide (pentru un tranzistor bipolar acest parametru este 0,6...0,7 V ). Figura 19 prezintă vârful semnalului sinusoidal al unui amplificator realizat pe tranzistoare bipolare (linia albastră) și comutatoare câmp-câmp (linia roșie) la amplitudinea maximă a semnalului de ieșire.

Figura 19 Modificarea amplitudinii semnalului de ieșire la utilizarea diferitelor elemente în amplificator.

Cu alte cuvinte, reducerea THD prin înlocuirea tranzistorilor cu efect de câmp duce la o „lipsă” de aproximativ 30 W și la o scădere a nivelului THD de aproximativ 2 ori, deci este la latitudinea fiecărui individ să decidă ce să seteze.
De asemenea, trebuie amintit că nivelul THD depinde și de câștigul propriu al amplificatorului. În acest amplificator Coeficientul de câștig depinde de valorile rezistențelor R25 și R13 (la valorile nominale utilizate, câștigul este de aproape 27 dB). calculati Coeficientul de câștig în dB poate fi obținut folosind formula Ku =20 lg R25 / (R13 +1), unde R13 și R25 sunt rezistența în Ohmi, 20 este multiplicatorul, lg este logaritmul zecimal. Dacă este necesar să se calculeze coeficientul de câștig în timp, atunci formula ia forma Ku = R25 / (R13 + 1). Acest calcul este uneori necesar atunci când se realizează un preamplificator și se calculează amplitudinea semnalului de ieșire în volți pentru a preveni amplificatorul de putere să funcționeze în modul hard clipping.
Reducerea propriei rate de cafea. câștig de până la 21 dB (R13 = 910 Ohm) duce la o scădere a nivelului THD de aproximativ 1,7 ori la aceeași amplitudine a semnalului de ieșire (amplitudinea tensiunii de intrare este crescută).

Ei bine, acum câteva cuvinte despre cele mai populare greșeli atunci când asamblați singur un amplificator.
Una dintre cele mai populare greșeli este instalarea de diode zener de 15 V cu polaritate incorectă, adică Aceste elemente nu funcționează în modul de stabilizare a tensiunii, ci ca diodele obișnuite. De regulă, o astfel de eroare face să apară o tensiune constantă la ieșire, iar polaritatea poate fi fie pozitivă, fie negativă (de obicei negativă). Valoarea tensiunii se bazează între 15 și 30 V. În acest caz, nu se încălzește niciun element. Figura 20 prezintă harta tensiunii pentru instalarea incorectă a diodelor zener, care a fost produsă de simulator. Elementele nevalide sunt evidențiate cu verde.

Figura 20 Harta tensiunii unui amplificator de putere cu diode zener lipite incorect.

Următoarea greșeală populară este montarea tranzistoarelor cu susul în jos, adică când colectorul și emițătorul sunt confuzi. În acest caz, există, de asemenea, tensiune constantă și absența oricăror semne de viață. Adevărat, repornirea tranzistorilor cascadei diferențiale poate duce la eșecul lor, dar apoi depinde de norocul tău. Harta tensiunii pentru o conexiune „inversată” este prezentată în Figura 21.

Figura 21 Harta tensiunii atunci când tranzistoarele diferențiale în cascadă sunt pornite „inversate”.

De multe ori tranzistoarele 2N5551 și 2N5401 sunt confuze, iar emițătorul și colectorul pot fi, de asemenea, confundate. Figura 22 prezintă harta tensiunii amplificatorului cu instalarea „corectă” a tranzistorilor interschimbați, iar Figura 23 prezintă tranzistoarele nu numai interschimbate, ci și inversate.

Figura 22 Tranzistoarele diferenţiale în cascadă sunt inversate.

Figura 23 Tranzistoarele etajului diferenţial sunt inversate, iar colectorul şi emiţătorul sunt inversate.

Dacă tranzistoarele sunt schimbate și emițătorul-colector este lipit corect, atunci se observă o mică tensiune constantă la ieșirea amplificatorului, curentul de repaus al tranzistorilor ferestrei este reglat, dar sunetul este fie complet absent, fie la nivel. „Se pare că se joacă.” Înainte de a instala tranzistori sigilați în acest mod pe placă, trebuie verificați funcționalitatea acestora. Dacă tranzistoarele sunt schimbate și chiar și locurile emițător-colector sunt schimbate, atunci situația este deja destul de critică, deoarece în această variantă de realizare, pentru tranzistoarele etapei diferențiale, polaritatea tensiunii aplicate este corectă, dar modurile de funcționare. sunt încălcate. În această opțiune, există o încălzire puternică a tranzistoarelor terminale (curentul care curge prin ele este de 2-4 A), o tensiune mică constantă la ieșire și un sunet abia audibil.
Confuzia pinout-ului tranzistorilor din ultima etapă a amplificatorului de tensiune este destul de problematică atunci când se utilizează tranzistori în carcasa TO-220, dar tranzistorii din pachetul TO-126 sunt adesea lipiți cu capul în jos, schimbând colectorul și emițătorul. În această opțiune, există un semnal de ieșire foarte distorsionat, o reglare slabă a curentului de repaus și lipsa de încălzire a tranzistoarelor ultimei trepte a amplificatorului de tensiune. O hartă mai detaliată a tensiunii pentru această opțiune de montare a amplificatorului de putere este prezentată în Figura 24.

Figura 24 Tranzistoarele ultimei trepte a amplificatorului de tensiune sunt lipite invers.

Uneori, tranzistorii ultimei trepte a amplificatorului de tensiune sunt confuzi. În acest caz, există o tensiune mică constantă la ieșirea amplificatorului, dacă există un sunet, este foarte slab și cu distorsiuni uriașe, curentul de repaus este reglat doar în direcția creșterii. Harta de tensiune a unui amplificator cu o astfel de eroare este prezentată în Figura 25.

Figura 25 Instalarea incorectă a tranzistoarelor ultimei trepte a amplificatorului de tensiune.

Penultima treaptă și tranzistoarele finale din amplificator sunt confundate pe alocuri prea rar, așa că această opțiune nu va fi luată în considerare.
Uneori, un amplificator eșuează; Zona insuficientă a radiatorului sau contactul termic slab al flanșelor tranzistorului poate duce la încălzirea cristalului terminal al tranzistorului la temperatura de distrugere mecanică. Prin urmare, înainte ca amplificatorul de putere să fie complet pus în funcțiune, este necesar să vă asigurați că șuruburile sau șuruburile autofiletante care fixează capetele radiatorului sunt strânse complet, garniturile izolatoare dintre flanșele tranzistoarelor și radiatorul sunt strânse. bine lubrifiat cu pastă termică (recomandăm vechiul KPT-8 bun), precum și dimensiunea garniturilor mai mare decât dimensiunea tranzistorului cu cel puțin 3 mm pe fiecare parte. Dacă zona radiatorului este insuficientă și pur și simplu nu există altă opțiune, atunci puteți utiliza ventilatoare de 12 V, care sunt utilizate în echipamentele informatice. Dacă amplificatorul asamblat este planificat să funcționeze numai la puteri peste medie (cafenele, baruri etc.), atunci răcitorul poate fi pornit pentru funcționare continuă, deoarece încă nu se va auzi. Dacă amplificatorul este asamblat pentru uz casnic și va fi folosit la puteri mici, atunci funcționarea răcitorului va fi deja audibilă și nu va mai fi nevoie de răcire - radiatorul se va încălzi cu greu. Pentru astfel de moduri de operare, este mai bine să folosiți răcitoare controlate. Există mai multe opțiuni pentru controlul răcitorului. Opțiunile de control ale răcitorului propuse se bazează pe monitorizarea temperaturii radiatorului și sunt pornite numai atunci când radiatorul atinge o anumită temperatură, reglabilă. Problema defecțiunii tranzistoarelor ferestrei poate fi rezolvată fie prin instalarea de protecție suplimentară la suprasarcină, fie prin instalarea cu atenție a firelor care merg la sistemul de difuzoare (de exemplu, folosind fire fără oxigen pentru a conecta difuzoarele la un amplificator de automobile, care, în plus la rezistență activă redusă, au rezistență crescută de izolație, rezistente la șocuri și temperatură).
De exemplu, să ne uităm la mai multe opțiuni pentru defecțiunea tranzistoarelor terminale. Figura 26 arată harta tensiunii dacă tranzistoarele inverse de capăt de linie (2SC5200) se deschid, de exemplu. Tranzițiile sunt arse și au rezistența maximă posibilă. În acest caz, amplificatorul menține modurile de funcționare, tensiunea de ieșire rămâne aproape de zero, dar calitatea sunetului este cu siguranță mai bună, deoarece este reprodusă doar o jumătate de undă a undei sinusoidale - negativ (Fig. 27). Același lucru se va întâmpla dacă tranzistoarele cu terminale directe (2SA1943) se sparg, va fi reprodusă doar o jumătate de undă pozitivă.

Figura 26 Tranzistoarele inverse de capăt de linie au ars până la punctul de rupere.

Figura 27 Semnal la ieșirea amplificatorului în cazul în care tranzistoarele 2SC5200 sunt complet arse

Figura 27 prezintă o hartă a tensiunii într-o situație în care bornele s-au defectat și au cea mai mică rezistență posibilă, de exemplu. scurtcircuitata. Acest tip de defecțiune conduce amplificatorul în condiții FOARTE dure și arderea ulterioară a amplificatorului este limitată doar de sursa de alimentare, deoarece curentul consumat în acest moment poate depăși 40 A. Părțile supraviețuitoare câștigă instantaneu temperatură, în brațul unde tranzistoarele încă funcționează, tensiunea este puțin mai mare decât în ​​cazul în care a avut loc de fapt scurtcircuitul la magistrala de alimentare. Cu toate acestea, această situație particulară este cel mai ușor de diagnosticat - chiar înainte de a porni amplificatorul, verificați rezistența tranzițiilor cu un multimetru, fără măcar a le scoate din amplificator. Limita de măsurare setată pe multimetru este TEST DIODĂ sau TEST AUDIO. De regulă, tranzistoarele arse prezintă o rezistență între joncțiuni în intervalul de la 3 la 10 ohmi.

Figura 27 Harta tensiunii amplificatorului de putere în cazul unei arderi de scurtcircuit a tranzistoarelor finale (2SC5200)

Amplificatorul se va comporta exact în același mod în cazul unei defecțiuni a penultimei etape - atunci când bornele sunt întrerupte, va fi reprodusă doar o jumătate de undă a undei sinusoidale, iar dacă tranzițiile sunt scurtcircuitate, uriașe vor avea loc consumul si incalzirea.
Dacă există supraîncălzire, atunci când se crede că radiatorul pentru tranzistoarele ultimei trepte a amplificatorului de tensiune nu este necesar (tranzistoarele VT5, VT6), acestea pot eșua, atât din cauza unui circuit întrerupt, cât și a unui scurtcircuit. În cazul epuizării tranzițiilor VT5 și a unei rezistențe infinit de mare a tranzițiilor, apare o situație când nu există nimic care să mențină zero la ieșirea amplificatorului, iar tranzistoarele de capăt de linie 2SA1943 ușor deschise vor trage tensiunea la ieșirea amplificatorului la minus tensiunea de alimentare. Dacă sarcina este conectată, atunci valoarea tensiunii constante va depinde de curentul de repaus setat - cu cât este mai mare, cu atât este mai mare valoarea tensiunii negative la ieșirea amplificatorului. Dacă sarcina nu este conectată, atunci tensiunea de ieșire va fi foarte apropiată ca valoare de magistrala de alimentare negativă (Figura 28).

Figura 28 Tranzistorul amplificatorului de tensiune VT5 s-a rupt.

Dacă tranzistorul din ultima etapă a amplificatorului de tensiune VT5 eșuează și tranzițiile sale sunt scurtcircuitate, atunci cu o sarcină conectată la ieșire va exista o tensiune constantă destul de mare și un curent continuu care curge prin sarcină, aproximativ 2-4 A. Dacă sarcina este deconectată, atunci tensiunea la amplificatorul de ieșire va fi aproape egală cu magistrala de putere pozitivă (Fig. 29).

Figura 29 Tranzistorul amplificatorului de tensiune VT5 sa „scurtat”.

În cele din urmă, tot ce rămâne este să oferim câteva oscilograme în cele mai coordonate puncte ale amplificatorului:

Tensiune la bazele tranzistoarelor diferențiale în cascadă la o tensiune de intrare de 2,2 V. Linie albastră - baze VT1-VT2, linie roșie - baze VT3-VT4. După cum se poate observa din figură, atât amplitudinea cât și faza semnalului coincid practic.

Tensiune la punctul de conectare al rezistențelor R8 și R11 (linia albastră) și la punctul de conectare al rezistențelor R9 și R12 (linia roșie). Tensiune de intrare 2,2 V.

Tensiune la colectoarele VT1 (linie roșie), VT2 (verde), precum și la borna de sus R7 (albastru) și la borna de jos R10 (liliac). Scăderea tensiunii este cauzată de funcționarea la sarcină și de o scădere ușoară a tensiunii de alimentare.

Tensiunea pe colectoarele VT5 (albastru) și VT6 (roșu. Tensiunea de intrare se reduce la 0,2 V, astfel încât să se vadă mai clar, în ceea ce privește tensiunea constantă există o diferență de aproximativ 2,5 V).

Tot ce rămâne este să explicăm despre sursa de alimentare. În primul rând, puterea transformatorului de rețea pentru un amplificator de putere de 300 W ar trebui să fie de cel puțin 220-250 W și aceasta va fi suficientă pentru a reda chiar și compoziții foarte grele. Puteți afla mai multe despre puterea sursei de alimentare a amplificatorului de putere. Cu alte cuvinte, dacă aveți un transformator de la un televizor color cu tub, atunci acesta este un TRANSFORMATOR IDEAL pentru un canal de amplificator care vă permite să reproduceți cu ușurință compoziții muzicale cu o putere de până la 300-320 W.
Capacitatea condensatoarelor filtrului sursei de alimentare trebuie să fie de cel puțin 10.000 μF per braț, în mod optim 15.000 μF. Când utilizați capacități mai mari decât valoarea specificată, pur și simplu creșteți costul designului fără nicio îmbunătățire vizibilă a calității sunetului. Nu trebuie uitat că atunci când se utilizează capacități atât de mari și tensiuni de alimentare de peste 50 V per braț, curenții instantanei sunt deja extrem de mari, așa că se recomandă insistent utilizarea sistemelor de pornire uşoară.
În primul rând, se recomandă cu tărie ca înainte de a asambla orice amplificator, să descărcați descrierile de fabrică ale producătorilor (fișele tehnice) pentru TOATE elementele semiconductoare. Acest lucru vă va oferi posibilitatea de a arunca o privire mai atentă asupra bazei elementului și, dacă vreun element nu este disponibil pentru vânzare, găsiți un înlocuitor pentru acesta. În plus, veți avea la îndemână pinout-ul corect al tranzistorilor, ceea ce va crește semnificativ șansele de instalare corectă. Cei care sunt deosebit de lenesi sunt încurajați să se familiarizeze cu FOARTE atenție cel puțin cu locația bornelor tranzistoarelor utilizate în amplificator:

.
În sfârșit, rămâne de adăugat că nu toată lumea necesită o putere de 200-300 W, așa că placa de circuit imprimat a fost reproiectată pentru o pereche de tranzistoare terminale. Acest fisier a fost realizat de catre unul dintre vizitatorii forumului site-ului „FIER DE SUPORT” in programul SPRINT-LAYOUT-5 (DOWNLOAD BOARD). Detalii despre acest program pot fi găsite.

UMZCH profesionist de bricolaj

După ce l-am întâlnit pe designerul fabricii Novosibirsk Noema, Vladimir Perepelkin, am devenit interesat de schema dezvoltării acesteia. Alegerea designului a fost influențată și de rezultatele comparației cu alte UMZCH-uri din diferite clase. Voi face imediat o rezervă: nu am comparat, dar am încredere în opiniile celor care au făcut comparația. În ciuda faptului că acest PA a fost creat pentru uz profesional, unde s-ar părea că este nevoie doar „pentru a face băutura mai tare”, are un sunet excelent, de o calitate mult mai mare decât Brigs, Bragins etc.

Acest UMZCH folosește un design modular, dacă îl puteți numi așa. Acestea. este împărțit în două blocuri completate logic: un amplificator de tensiune și un repetor de ieșire de mare putere. Acest lucru permite, dacă este necesar sau de dragul experimentării, utilizarea diferitelor circuite ale acestor noduri. Puteți combina un amplificator de tensiune cu tub și o etapă de ieșire cu tranzistor. De asemenea, treapta de ieșire poate fi realizată folosind fie tranzistoare bipolare, fie MOSFET.

Întrucât sunt, ca să spunem ușor, nu bun cu lămpile, am ales o versiune cu tranzistor a amplificatorului de tensiune și o etapă de ieșire bipolară (care, din nou, conform recenziilor, sună mai bine decât un MOSFET). Și am vrut să repet versiunea cât mai aproape de execuția autorului.

Circuitul amplificatorului de tensiune este prezentat aici:

Printre caracteristicile ONU:
etapă diferențială de intrare simetrică,
corecție inductivă în prima etapă,
precum şi comutarea inversă.
Circuit NFB - OOS, conectat la ieșirea repetitorului, Out - ieșire UN. Este recomandabil să faceți tensiunea de alimentare +-U 5-7V mai mare decât tensiunea de alimentare a repetorului de ieșire, acest lucru va permite utilizarea maximă a sursei de alimentare. Deși am folosit la fel (+-75V).

Caracteristici ale unui repetor de ieșire puternic:
sistem original de stabilizare termică a curentului de repaus (tranzistoare VT1, VT2),
sistem foarte eficient de protejare a tranzistorilor de ieșire de suprasarcinile de curent, cu autovindecare (VT3, VT4, descriere - numărul 3).

Deși nu sunt un susținător al evaluării calității sunetului în funcție de caracteristicile de performanță, vreau totuși să spun câteva cuvinte despre caracteristicile UMZCH.
putere - aproximativ 500 W la o sarcină de 4 ohmi,
gama de frecvențe reproduse depășește cu mult domeniul audio. PA reproduce o undă sinusoidală de 100 kHz fără nicio distorsiune,
Kni - aproximativ 0,01%,
impedanța de intrare 2kOhm.

Câteva piese de schimb posibile.
în loc de BC546 BC556 este permisă utilizarea BC182 BC212 sau kt3102 kt3107 domestic,
diodele rapide BAV21 pot fi înlocuite cu 1N4937 sau 1N4936,
Schottki 1N5817 sunt interschimbabile cu oricare din această serie, cu un curent admisibil de 1A,
Diodele Zener 1N4744 pot fi înlocuite cu oricare de 15V, cu un curent admisibil mai mare de 20mA,
Este recomandabil să instalați tranzistori VT9 VT10 cu o frecvență de tăiere de cel mult 50 MHz, altfel este posibilă autoexcitarea,
tranzistoarele de ieșire pot fi furnizate cu oricare dintre cele importate pentru audio, cu toate acestea, 2SC4793 2SA5200 uzate fabricate de TOSHIBA au caracteristici excelente, la un preț destul de mic - 100 de ruble. pentru o pereche complementară.
VT1 VT2 al etajului de ieșire poate fi înlocuit cu 2SA1837 2SC4793.

Pentru cei care consideră 500W de putere excesivă, este foarte ușor să o reducă. Pentru a face acest lucru, trebuie doar să reduceți tensiunea de alimentare la nivelul necesar, să reduceți numărul de tranzistoare de ieșire (la +-50V, 2 perechi sunt suficiente, puterea va fi de aproximativ 180W la 4 ohmi) și să reduceți proporțional valorile al rezistențelor de stingere R1-R2, R11-R14. Toate celelalte moduri NU DEPIND de tensiunea de alimentare.

Structural, UMZCH este realizat pe două plăci - ONU și cea principală. Placa amplificatorului de tensiune este lipită în cea principală pe picioare, puteți face și un conector.

Toate tranzistoarele de ieșire, un conector pentru UN sunt montate pe placa principală, iar la intrare este realizat un repetor op-amp. IMPORTANT!!! În acest UMZCH nu este permis să lăsați intrarea amplificatorului de tensiune NECONECTATĂ. Acest lucru poate duce la excitare și, prin urmare, la epuizarea ieșirii. Din acest motiv, repetorul este instalat pe un amplificator operațional, puteți utiliza o cascadă bazată pe un tranzistor cu efect de câmp.

Între rezistențele de egalizare ale tranzistoarelor de ieșire pot fi instalate până la 6 bucăți în spațiul liber. condensatori de alimentare (3 buc. pe brat).
Tranzistoarele VT1 VT2 ale repetorului sunt instalate direct pe tranzistoarele de ieșire ale jumătății corespunzătoare.

Configurarea UMZCH se reduce la verificarea ansamblului corect și la setarea curentului de repaus la 100-150 mA pentru o pereche de tranzistoare prin selectarea rezistențelor R2 R3 ale repetorului de ieșire.

Sursa de alimentare UMZCH este realizată pe baza transformatorului TSA-320, toate înfășurările sunt rebobinate:
primarul este înfășurat cu sârmă de 1,18 mm și conține 2x290 spire,
secundar - fir de 1,5 mm - 2x130 spire.
Redresor - orice diode puternice, de preferință rapide, de exemplu, CD2999. Capacitatea condensatoarelor de alimentare este de cel puțin 10.000 de microfarad pe braț, dar cele mai mari sunt mai bune.

Un tranzistor UMZCH cu o cascadă diferenţială (DC) la intrare este construit în mod tradiţional conform unui circuit în trei trepte: amplificator de tensiune de intrare DC; amplificator de tensiune; ieșire amplificator de curent în două cicluri. În acest caz, treapta de ieșire este cea care aduce cea mai mare contribuție la spectrul de distorsiune. Este vorba, în primul rând, de distorsiuni „în trepte”, distorsiuni de comutație, agravate de prezența rezistențelor în circuitele emițătorului (sursei), precum și de distorsiuni termice, cărora până de curând nu li s-a acordat atenția cuvenită. Toate aceste distorsiuni, fiind defazate în circuitele de feedback negativ, contribuie la formarea unei game largi de armonici (până la a 11-a). Acesta este ceea ce cauzează sunetul caracteristic tranzistorului într-o serie de dezvoltări nereușite.

Astăzi, un set imens de soluții de circuit a fost acumulat pentru toate cascadele, de la cascade simple asimetrice până la cele complexe complet simetrice. Cu toate acestea, căutarea soluțiilor continuă. Arta proiectării circuitelor constă în obținerea de rezultate bune cu soluții simple. Una dintre aceste soluții de succes a fost publicată în. Autorii notează că modul de funcționare al celor mai comune trepte de ieșire cu un colector comun este stabilit de tensiunea de la joncțiunile emițătorului, care depinde puternic atât de curentul colectorului, cât și de temperatură. Dacă în adepții emițătorului de putere redusă este posibilă stabilizarea tensiunii de bază-emițător prin stabilizarea curentului colectorului, atunci în treptele de ieșire puternice din clasa AB acest lucru este aproape imposibil de realizat.

Circuitele de stabilizare termică cu un element sensibil la temperatură (cel mai adesea un tranzistor), chiar și atunci când acesta din urmă este instalat pe corpul unuia dintre tranzistoarele de ieșire, sunt inerțiale și pot urmări doar modificarea medie a temperaturii cristalului, dar nu instantanee, ceea ce duce la modularea suplimentară a semnalului de ieșire. În unele cazuri, circuitele de stabilizare termică sunt o sursă de excitație ușoară sau sub-excitație, care oferă și sunetului o anumită colorare. Pentru a rezolva fundamental această problemă, autorii au propus implementarea etapei de ieșire conform unui circuit cu OE (ideea nu este nouă, vezi de exemplu). Ca rezultat, spre deosebire de designul tradițional în trei trepte (fiecare treaptă cu propria frecvență de tăiere și propriul spectru de armonici), rezultatul a fost doar un amplificator în două trepte. Diagrama sa simplificată este prezentată în Fig. 1.

Prima etapă este realizată conform circuitului tradițional DC cu o sarcină sub forma unei oglinzi de curent. Achiziția simetrică a semnalului de la DC folosind o oglindă de curent (încărcare dinamică contrare) vă permite să obțineți de două ori câștigul, reducând simultan zgomotul. Impedanța de ieșire a cascadei cu o astfel de captare a semnalului este destul de mare, ceea ce determină funcționarea acesteia în modul unui generator de curent. În acest caz, curentul din circuitul de sarcină (baza tranzistorului VT8 și emițătorul tranzistorului VT7) depinde puțin de rezistența de intrare și este determinat în principal de rezistența internă a sursei de curent. Curenții emițătorului tranzistorilor VT8, VT9 sunt cei de bază pentru tranzistoarele VT10, VT11. Generatorul de curent I2 și circuitul de schimbare a nivelului pe tranzistoarele VT5 VT7 setează și stabilizează curentul inițial al tranzistoarelor VT8 VT11, indiferent de temperatura acestora.

Să aruncăm o privire mai atentă asupra funcționării circuitului de control al curentului al tranzistoarelor de ieșire. Tranzițiile bază-emițător ale tranzistoarelor VT5 VT8 formează două circuite paralele între ieșirea sursei de curent I2 și baza tranzistorului VT10. Acesta nu este altceva decât un reflector de curent complex la scară largă. Principiul de funcționare al celui mai simplu reflector de curent se bazează pe faptul că o anumită valoare a curentului colectorului (emițătorului) corespunde unei căderi de tensiune foarte specifice pe joncțiunea sa bază-emițător și invers, i.e. dacă această tensiune este aplicată joncțiunii bază-emițător a altui tranzistor cu aceiași parametri, atunci curentul său de colector va fi egal cu curentul de colector al primului tranzistor. Circuitul drept (VT7, VT8) constă din joncțiuni bază-emițător cu curenți diferiți de colector (emițător). Pentru ca principiul „reflectorului de curent” să funcționeze, circuitul din stânga trebuie să fie oglindit în raport cu cel din dreapta, adică. conțin elemente identice. Pentru ca curentul de colector al tranzistorului VT6 (alias curentul generator de curent I2) să corespundă curentului de colector al tranzistorului VT8, căderea de tensiune pe joncțiunea bază-emițător a tranzistorului VT5, la rândul său, trebuie să fie egală cu căderea de tensiune pe joncțiunea bază-emițător a tranzistorului VT7.

Pentru a face acest lucru, într-un circuit real (Fig. 2), tranzistorul VT5 este înlocuit cu un tranzistor compozit conform circuitului Szyklai. Pe baza celor de mai sus, trebuie îndeplinite următoarele condiții:

• coeficienții de transfer de curent static ai tranzistoarelor VT7, VT8, VT11 (VT12) trebuie să fie egali;
• coeficienții de transfer de curent static ai tranzistorilor VT9 și VT10 trebuie să fie, de asemenea, egali între ei, și chiar mai bine, dacă toate cele 6 tranzistoare (VT7 VT12) au aceleași caracteristici, ceea ce este dificil de realizat cu un număr limitat de tranzistori disponibile;
• pentru tranzistoarele VT8, VT9, este necesar să se selecteze tranzistori cu o tensiune minimă de bază-emițător (ținând cont de răspândirea parametrilor), deoarece acești tranzistori funcționează la o tensiune de emițător-colector redusă;
• produsele coeficienților de transfer de curent static ai tranzistoarelor VT11, VT13 și VT12, VT14 ar trebui să fie, de asemenea, apropiate.

Astfel, dacă dorim să setăm curentul de colector al tranzistoarelor VT13, VT14 egal cu 100 mA și să avem tranzistoare de ieșire cu h21e=25, atunci curentul generatorului de curent pe tranzistorul VT6 ar trebui să fie: Ik(VT6)/h21e=100/25= 4 mA, care și determină rezistența rezistorului R11 să fie de aproximativ 150 Ohm (0,6 V/0,004 A = 150 Ohm).

Deoarece treapta de ieșire este controlată de curentul de ieșire al DC, curentul total de polarizare al emițătorului este ales să fie destul de mare, aproximativ 6 mA (determinat de rezistența R6), care determină, de asemenea, curentul de ieșire maxim posibil al DC. De aici puteți calcula curentul maxim de ieșire al amplificatorului. De exemplu, dacă produsul câștigurilor de curent ale tranzistoarelor de ieșire este 1000, atunci curentul maxim de ieșire al amplificatorului va fi aproape de 6 A. Pentru curentul de ieșire maxim declarat de 15 A, câștigul de curent al treptei de ieșire ar trebui să fie în mod corespunzător cel puțin 2500, ceea ce este destul de realist. Mai mult, pentru a crește capacitatea de încărcare a DC, curentul total de polarizare a emițătorului poate fi crescut la 10 mA prin reducerea rezistenței rezistorului R6 la 62 ohmi.

Sunt date următoarele specificatiile amplificatorului:

• Puterea de ieșire într-o bandă de până la 40 kHz la o sarcină de 8 ohmi este de 40 W.
• Puterea impulsului la o sarcină de 2 ohmi este de 200 W.
• Valoarea amplitudinii curentului de ieșire nedistorsionat este de 15 A.
• Distorsiune armonică la o frecvență de 1 kHz (1 W și 30 W, Fig. 3) - 0,01%
• Rata de variare a tensiunii de ieșire - 6 V/µs
• Coeficient de amortizare, nu mai puțin de 250

Graficul distorsiunii armonice pentru o putere de ieșire de 1 W (curba a) și pentru o putere de ieșire de 30 W (curba b) într-o sarcină de 8 ohmi este prezentat în Fig. 3. În comentariile la circuit se afirmă că amplificatorul are stabilitate ridicată, nu există „distorsiune de comutare”, precum și armonici de ordin superior.

Înainte de a asambla un prototip de amplificator, circuitul a fost simulat virtual și examinat folosind programul Multisim 2001 Deoarece baza de date a programului nu conținea tranzistorii de ieșire indicați în circuit, aceștia au fost înlocuiți cu cei mai apropiati analogi ai tranzistorilor domestici KT818, KT819. Studiile circuitului (Fig. 4) au dat rezultate oarecum diferite de cele date în. Capacitatea de încărcare a amplificatorului s-a dovedit a fi mai mică decât cea declarată, iar factorul de distorsiune armonică a fost cu mai mult de un ordin de mărime mai rău. Factorul de siguranță de fază de numai 25° s-a dovedit, de asemenea, insuficient. Panta răspunsului în frecvență în regiunea de 0 dB este aproape de 12 dB/oct., ceea ce indică, de asemenea, o stabilitate insuficientă a amplificatorului.

În scopul testării experimentale, o machetă a amplificatorului a fost asamblată și instalată în combo-ul de chitară al grupului rock „Aphasia”. Pentru a crește stabilitatea amplificatorului, capacitatea de corecție a fost crescută la 2,2 nF. Testele pe teren ale amplificatorului în comparație cu alte amplificatoare au confirmat meritele acestuia, iar amplificatorul a fost foarte apreciat de muzicieni.

Parametrii tehnici amplificatorului

• Lățimea de bandă la 3dB-15Hz-190kHz
• Coeficient armonic la 1 kHz (25 W, 8 ohmi) -0,366%
• Frecvența unității de câștig - 3,5 MHz
• Marja de fază - 25°

Strict vorbind, considerațiile de mai sus cu privire la controlul curentului etajului de ieșire sunt valabile pentru un amplificator cu buclă de feedback deschisă. Cu o buclă de feedback închisă, în conformitate cu adâncimea sa, nu numai impedanța de ieșire a amplificatorului în ansamblu scade, ci și a tuturor treptelor sale, de exemplu. în esență încep să funcționeze ca generatoare de tensiune.

Prin urmare, pentru a obține caracteristicile tehnice menționate în amplificator, amplificatorul a fost modificat pentru a arăta ca în Fig. 5, iar rezultatul studiului său este prezentat în Fig. 6. După cum se poate observa din figură, la circuit au fost adăugate doar două tranzistoare, care formează un repetor hibrid push-pull de clasa A. Introducerea unei etape tampon cu o capacitate mare de sarcină a făcut posibilă utilizarea mai eficientă a amplificarii tensiunii. proprietățile DC și cresc semnificativ capacitatea de încărcare a amplificatorului în ansamblu. Creșterea câștigului cu o buclă de feedback întreruptă a avut, de asemenea, un efect benefic asupra reducerii coeficientului de distorsiune armonică.

Creșterea capacității de corecție de la 1 nF la 2,2 nF, deși a îngustat lățimea de bandă de sus la 100 kHz, dar a crescut marja de fază cu 30 ° și a asigurat o pantă a răspunsului în frecvență în regiunea câștigului unitar de 6 dB/oct., care garantează o bună stabilitate a amplificatorului.

Ca semnal de testare, la intrarea amplificatorului a fost furnizat un semnal de undă pătrată cu o frecvență de 1 kHz (semnal de calibrare de la un osciloscop). Semnalul de ieșire al amplificatorului nu a avut nicio rotire a marginilor sau supratensiuni la marginile semnalului, de exemplu. corespunde complet cu intrarea.

Caracteristicile tehnice ale amplificatorului modificat

• Lățimea de bandă la 3 dB - 8 Hz - 100 kHz
• Frecvența unității de câștig - 2,5 MHz Marja de fază - 55°
• Câștig - 30 dB
• Distorsiune armonică la 1 kHz (25 W, 8 Ohm) - 0,007%
• Distorsiune armonică la 1 kHz (50 W, 4 Ohm) - 0,017%
• Coeficient armonic la Ku=20 dB - 0,01%

În scopul testării la scară completă a amplificatorului modificat, au fost realizate două mostre în dimensiunile plăcii de amplificare Lort 50U 202S (alias Amphiton 001) și instalate în amplificatorul specificat. În același timp, controlul volumului a fost modificat în conformitate cu.

Ca urmare a modificării, proprietarul amplificatorului a abandonat complet controlul tonului, iar testele la scară completă au arătat avantajul său clar față de amplificatorul anterior. Sunetul instrumentelor a devenit mai curat și au început să se formeze mai clar sursele de sunet aparent (ASS) mai naturale, păreau să devină mai „tangibile”. Puterea de ieșire nedistorsionată a amplificatorului a crescut, de asemenea, considerabil. Stabilitatea termică a amplificatorului a depășit toate așteptările. După ce a testat amplificatorul timp de două ore la o putere de ieșire apropiată de maxim, radiatoarele laterale s-au dovedit a fi practic reci, în timp ce la amplificatoarele anterioare, chiar și în absența unui semnal, amplificatorul, fiind lăsat pornit, s-ar încinge destul de mult. puternic.

Construcție și detalii
Placa (cu elemente de transmisie) a amplificatorului destinat instalării în amplificatorul Lort este prezentată în Fig. 7. Placa oferă locuri pentru instalarea unei punți de diode și a unui rezistor R43 din circuitul vechi, precum și locuri pentru instalarea bazei de egalizare a curentului și a rezistențelor emițătoare pentru tranzistoarele de ieșire pereche. În partea de jos a plăcii există spații rezervate pentru instalarea elementelor unei surse de curent activ (ACS) sub forma unui reflector de curent constând dintr-un rezistor de setare a curentului cu o rezistență de 75 kOhm de la ieșirea PA, doi tranzistori. de tip KT3102B și două rezistențe de 200 ohmi pentru oprirea activă a brațului inferior al amplificatorului (în nu au fost instalate pe prototip). Condensatoare C4, C6 tip K73 17. Capacitatea condensatorului C2 poate fi crescută fără durere la 1 nF, în timp ce frecvența de tăiere a filtrului trece-jos de intrare va fi de 160 kHz.

Tranzistoarele VT13, VT14 sunt echipate cu steaguri mici din aluminiu de 2 mm grosime. Pentru o mai bună stabilizare termică a amplificatorului, tranzistoarele VT8 și VT12 sunt instalate pe ambele părți ale unui steag comun, cu tranzistorul VT8 printr-o garnitură de mică sau un izolator elastic termoconductor de tip „Nomakon Gs”, TU RB 14576608.003 96. pentru parametrii tranzistorilor, aceștia sunt discutați în detaliu mai sus. Ca tranzistoare VT1, VT5 puteți folosi tranzistoare KT503E, iar în loc de tranzistoare VT2, tranzistoare VT3 precum KT3107 cu orice indice de litere. Este de dorit ca coeficienții de amplificare a curentului static ai tranzistorilor să fie egali în perechi, cu o răspândire de cel mult 5%, iar coeficienții de amplificare ai tranzistorilor VT2, VT4 să fie puțin mai mari sau egali cu coeficienții de amplificare ai tranzistoarelor VT1, VT5.

Tranzistoarele de tipurile KT815G, KT6117A, KT503E, KT605 pot fi utilizate ca tranzistoare VT3, VT6. Tranzistoarele VT8, VT12 pot fi înlocuite cu tranzistoare de tip KT626V. În acest caz, tranzistorul VT12 este atașat la steag, tranzistorul VT8 la tranzistorul VT12. O șaibă de text trebuie plasată sub capul șurubului de pe partea tranzistorului VT8. Dintre tranzistoarele domestice cu efect de câmp, tipul de tranzistor KP302A, 2P302A, KP307B(V), 2P307B(V) este cel mai potrivit pentru tranzistorul VT10. Este recomandabil să selectați tranzistori cu un curent de dren inițial de 7-12 mA și o tensiune de întrerupere în intervalul (0,8-1,2) V. Rezistorul R15 tip SP3 38b. Tranzistoarele VT15, VT16 pot fi înlocuite, respectiv, cu KT837 și KT805, precum și cu KT864 și KT865 cu caracteristici de frecvență mai mare. Placa a fost proiectată pentru a instala tranzistori de ieșire perechi (KT805, KT837). În acest scop, placa oferă locuri pentru instalarea atât a rezistențelor de egalizare a curentului de bază (2,2-4,3 Ohmi) cât și a emițătorului (0,2-0,4 Ohmi). Dacă instalați tranzistori cu o singură ieșire în loc de rezistențe de egalizare de curent, ar trebui să lipiți jumperii sau să lipiți imediat firele tranzistorilor de ieșire în locurile corespunzătoare de pe placă. Prototipul avea tranzistorii de ieșire inițiali, dar trebuiau schimbati.

În amplificator, este de dorit să creșteți capacitatea sursei de alimentare (în amplificatorul original, fiecare braț are 2,2200 µF. 50 V cel puțin, este recomandabil să adăugați încă 2200 µF la fiecare braț, sau chiar mai bine, să înlocuiți). cu un condensator de 10000 µF. 50 V. La 50 V, condensatoarele străine sunt relativ ieftine.

Configurare
Înainte de a conecta tranzistoarele de ieșire, trebuie să lipiți temporar orice diode de putere medie (de exemplu, KD105, KD106) în locul joncțiunilor emițătorului de bază ale tranzistoarelor de ieșire, să aplicați putere la placă și, fără a conecta sarcina, să vă asigurați că amplificatorul funcționează la mijloc. Aplicați un semnal la intrarea amplificatorului și verificați cu un osciloscop că la relanti este amplificat fără distorsiuni sau excitații. Acest lucru indică instalarea corectă și funcționalitatea tuturor elementelor amplificatorului. Abia după aceasta puteți lipi tranzistoarele de ieșire și puteți începe să le setați curentul de repaus.

Pentru a seta curentul de repaus, trebuie să setați cursorul rezistorului R15 în poziția inferioară conform diagramei, scoateți siguranța dintr-unul dintre brațele amplificatorului și porniți în schimb ampermetrul. Curentul de consum este setat sub rezistența de reglare R15 în intervalul 110-130 mA (ținând cont de curentul continuu de aproximativ 6 mA și curentul de urmărire tampon de aproximativ 3-5 mA). Apoi se verifică sensibilitatea amplificatoarelor și, dacă este necesar, se reglează rezistențele OS.

După aceasta, puteți începe diverse studii, dacă, bineînțeles, echipamentul laboratorului de radioamatori o permite. În acest scop, puteți utiliza intrarea directă a amplificatorului, scoțând mufa și jumperul de pe peretele din spate al amplificatorului.

Literatură

1. Digest UMZCH//Radiohobby. 2000. Nr. 1. P.8 10.
2. Petrov A. Acționare electrică super-liniară cu capacitate mare de încărcare // Radioamator. 2002. Nr. 4. C.16.3.
3. Dorofeev M. Modul B în amplificatoare de putere AF//Radio. 1991. Nr. 3. P.53 56.
4. Petrov A. Perfecţionarea controlului volumului amplificatorului „Lorta 50U 202S” // Radioamator. 2000. Nr. 3. P.10