Convertor buck sincron liniar LT3800. Convertor combinat sincron Schema convertorului combinat în modul de limitare a curentului

Acest exemplu este rezultatul unei „reproiectări” a designului discutat în secțiunea 3.15.1, care arată cum să includă redresoare sincrone într-o sursă de alimentare.

Când proiectați o sursă de alimentare cu comutație sincronă, ar trebui să fiți foarte atenți atunci când alegeți un cip de control. Pentru a maximiza eficiența și a minimiza amprenta, controlerului sincron mediu i se oferă multă libertate în funcționarea sistemului, făcându-l potrivit doar pentru aplicația specificată de vânzătorul de cip. Multe subtilități ale operațiunii nu pot fi determinate fără o citire completă a specificației. De exemplu, ori de câte ori încerc să proiectez un convertor sincron și încerc să folosesc circuite integrate de la raft, trebuie să arunc trei sau patru proiecte. Acest lucru se datorează faptului că am întâlnit moduri funcționale neașteptate care nu pot fi ocolite sau modificate, din cauza faptului că unele funcții nu pot fi transmise la niciunul dintre contacte. Inutil să spun că aceste bariere le stau mereu în calea celor care vor să facă altceva decât să copieze soluții bine stabilite.

Circuitul final al convertorului luat în considerare este prezentat în fig. 4.19.

Specificația proiectului

Domeniu de tensiune de intrare: 0-14 VDC. Tensiune de ieșire: +5 VDC. Curent nominal de ieșire: 2 A. Limită de supracurent: 3 A.

Tensiune de ondulare la ieșire: +30 mV (p-p). Instabilitatea ieșirii: ± 1%. Temperatura maxima de functionare: +40C°

Evaluări pre-proiect ale „cutiei negre”

Putere de ieșire: +5 V ■ 2 A = 10 W (maxim). Putere de intrare: P out / randament estimat = 10 W / 0,9 = 11,1 W. Pierdere cheie: (11,1 - 10) W 0,5 = 0,5 W. Pierderea diodei de prindere: (11,1 - 10) W ■ 0,5 = 0,5 W.

Curenți medii de intrare

Nivel scăzut de intrare: 11,1 W / 10 V = 1,11 A.

Intrare de nivel înalt: 11,1 W / 14 V = 0,8 A.

Curentul maxim nominal: 1,4/out t(rated) = 1,4 ■ 2,0 A = 2,8 A.

Frecvența de operare dorită este de 300 kHz.

Proiectarea inductorului (vezi secțiunea 3.5.5)

Cele mai proaste condiții de funcționare sunt la tensiune de intrare ridicată.

Aici: ^ n(max) - tensiunea de intrare maximă posibilă; V oul - tensiune de ieșire; / ou t(mm) - curent la cea mai mică sarcină așteptată; / sw - frecvența de funcționare.

Inductorul ar trebui să fie o placă de montare din plastic cu miez inel, montat la suprafață, cu cabluri J. Există inductori standard de suprafață de la mulți producători. Să alegem modelul D03340P-333 de la Coilcraft cu o inductanță de 33 uH.

Comutați selecția MOSFET și redresor sincron

Cheia ar trebui să fie un MOSFET puternic, cu un canal n și cuplaj cu transformator. Pentru a economisi spațiu pe PCB, vom folosi un MOSFET dublu n-canal în pachetul SO-8. Tensiunea maximă de intrare este de 14 VDC, prin urmare o tensiune F D ss de +30 V sau mai mult este acceptabilă. Curentul maxim este de 2,8 A.

Primul pas în procesul de selecție este determinarea rezistenței maxime R DS (op) pentru MOSFET-urile necesare. O găsim verificând modelul de temperatură (vezi Anexa A):

De asemenea, este de dorit să se mențină nivelul de disipare a căldurii pentru un anumit dispozitiv la mai puțin de 1 W, astfel încât ratingul R D S (pornit) să nu fie mai mic de:

Selectăm un MOSFET cu canal n dublu FDS6912A cu o rezistență conductivă de 28 mΩ la F G s = 10 V în pachetul SO-8.

Dioda sincrona

În paralel cu dioda internă a MOSFET, trebuie conectată o diodă Schottky cu o valoare de aproximativ 30% din valoarea continuă a MOSFET-ului sincron. Acest lucru va da aproximativ 0,66 A la 30 V. Să folosim dioda MBRS130. Cu un curent de 0,66 A, această diodă dă o cădere de tensiune directă de 0,35 V.

Alegere alternativă

Fairchild Semiconductor, la momentul scrierii acestui articol, produce o diodă Schottky-J integrată cu un MOSFET, cu această diodă paralelă plasată direct pe cipul de siliciu al tranzistorului (SyncFET).

SyncFET conține un MOSFET cu canale n de 40 mΩ combinat cu SyncFET de 28 mΩ în sine. Acest articol este codul piesei FDS6982S.

Condensator de ieșire (vezi secțiunea 3.6)

Capacitatea condensatorului de ieșire este determinată de următoarea formulă:

Principala „preocupare” atât pentru condensatorii de intrare cât și pentru ieșire este curentul de ondulare care intră în condensator. În acest exemplu, curentul de ondulare este identic cu inductorul AC. Limitele maxime pentru curentul inductorului sunt 2,8 A pentru /rea și aproximativ jumătate din curentul maxim de ieșire, adică 1,0 A. Astfel, curentul de ondulare este de 1,8 A (p-p), sau valoarea RMS estimată este de 0,6 A (aproximativ 1/3 vârf de ondulare).

Să folosim un condensator de tantal de suprafață, deoarece de obicei arată doar 10-20% din ESR-ul condensatorilor electrolitici. În plus, vom reduce evaluările candidaților cu 30% la o temperatură ambientală de +85 C.

Cele mai bune condensatoare potrivite pentru scopurile noastre sunt fabricate de AVX. Au un ESR foarte scăzut și, prin urmare, pot gestiona niveluri de curent de ondulare foarte ridicate. Acești condensatori sunt excepționali. Să activăm următoarele două elemente în paralel:

Condensator AVX:

TPSE107M01R0150- 100uF (20%), 10V, 150mΩ, 0,894A™;

TPSE107M01R0125 - 100uF (20%), 10V, 125mΩ, 0,980A™.

Condensator Nichicon: F751A107MD - 100uF (20%), 10V, 120mΩ, 0.920 Amis-

Condensatoare de filtru de intrare (vezi secțiunile B.1 și B.2)

Acest condensator primește o undă de curent de aceeași formă ca și comutatorul: o undă trapezoidală cu un curent inițial de aproximativ 1 A, care se ridică la 2,8 A și cu fronturi foarte abrupte. Condensatorul filtrului de intrare funcționează în condiții mult mai dure decât condensatorul filtrului de ieșire. Să estimăm valoarea RMS a unei unde trapezoidale ca o suprapunere a două forme: o undă dreptunghiulară cu un vârf de 1 A și o undă triunghiulară cu un vârf de 1,8 A. Aceasta oferă o estimare RMS de 1,1 A.

Capacitatea condensatorului filtrului de intrare este calculată prin formula:

La niveluri mai mari de tensiune, condensatoarele au o capacitate mai mică. Astfel, ar trebui să fie doi condensatori de 100uF conectați în paralel. Candidații pentru acest rol sunt următorii condensatori AVX:

TPS107M020R0085 - 100uF (20%), 20V, 85mΩ, 1.534A™;

TPS107M020R0200 - 100uF (20%), 20V, 200mΩ, 1.0A™.

Selectarea cipului controlerului (Sh)

Proprietățile necesare ale cipului controlerului buck:

1. Capacitatea de a lucra direct de la tensiunea de intrare.

2. Limitarea supracurentului (de la vârf la vârf).

3. Drivere cu etape de ieșire MOSFET push-pull.

4. Controlul întârzierii între cheie și MOSFET-urile redresorului sincron.

Există foarte puține controlere buck sincrone pe piață care nu sunt proiectate pentru aplicații cu microprocesor în reglementări locale la tensiuni de la +5 la +1,8 V (adică V DD = +12 V și V în = +5 V). Există, de asemenea, circuite integrate care au suficientă funcționalitate fixată astfel încât să poată fi adaptate cu ușurință la nevoile aplicației dvs. Am aruncat simultan două produse de la două companii de top din California (nu mă lapidați) și am găsit un singur produs care a funcționat pentru mine: UC3580-3 de la Unitrode/TI.

Tensiunea de referință internă aplicată amplificatorului de eroare este de 2,5V±2,5%.

Setarea frecvenței de operare (R7, R8 și C8)

Rezistorul R8 încarcă condensatorul de ceas C8, iar R7 îl descarcă. În primul rând, trebuie determinat ciclul de funcționare maxim al traductorului. Deoarece tensiunea de ieșire este de aproximativ 50% din cel mai scăzut nivel de tensiune de intrare, alegem un ciclu de lucru maxim de 60%. Conform specificației, obținem:

Ciclu de funcționare maxim = L8 / (L8 + 1,25 R7) sau L8 = 1,875 R7.

Timpul de încărcare este de 0,6 / 300 kHz sau maxim 2 µs. În fișele de date pentru condensatorul de sincronizare este indicată o valoare de 100 pF, care este destul de mică și nu disipă multă energie. Să ne oprim asupra ei. Astfel, rezistența R8 va fi egală cu:

R8 = 2,0 us / 100 pF = 20 kΩ;

R1 \u003d 20 kOhm / 1,875 \u003d 10,66 kOhm (luați 12 kOhm).

Limitator volt-secundă (R4 și C5)

Microcircuitul selectat implementează o metodă de limitare a conexiunii directe cu durata maximă a impulsului. Pe măsură ce tensiunea de intrare crește, lățimea impulsului de funcționare așteptată într-un convertor buck scade. Oscilatorul RC este conectat direct la tensiunea de intrare și timeout-ul său este invers proporțional cu tensiunea de intrare. Durata de timeout este setată la aproximativ 30% mai mare decât durata estimată a impulsului de operare. Dacă elementul de trecere rămâne conductiv în timp ce oscilatorul de volt secundă este în starea de expirare, atunci elementul de trecere este blocat.

Alegem condensatorul C5, de asemenea, cu o capacitate de 100 pF, deoarece frecvența sa de tastanță este aproximativ aceeași cu cea a oscilatorului. Aceasta dă o rezistență R4 de aproximativ 47 kΩ.

Setarea timpului de întârziere între MOSFET-uri

element de trecere și redresor sincron

Ar fi posibil să se calculeze întârzierile de comutare așa cum este descris în secțiunea 3.7.2, dar rezistorul de setare a întârzierii (R6) ar trebui totuși ajustat în timpul fazei de prototipare. Pentru aplicația noastră, o valoare de pornire de 100 nu este în regulă. Întârzierea tipică pentru efectuarea unui MOSFET este de aproximativ 60 sec.

Cipul produce o întârziere asimetrică. Pe baza graficului din fișa de date, o rezistență de 100 kΩ oferă o întârziere la pornire de aproximativ 110 ns și o întârziere la oprire de 180 ns.

În timpul fazei de amenajare, această întârziere poate fi redusă. Întârzierile de această lungime determină diodele să conducă curentul prea mult timp, rezultând o pierdere prea mare.

Proiectarea unui transformator de driver de poartă (T1)

Transformatorul de antrenare a porții este un transformator direct 1:1 foarte simplu. Nu are cerințe extraordinare, deoarece este un transformator cuplat cu curent alternativ de putere foarte mică (flux magnetic bipolar) care funcționează la 300 kHz.

Alegem un miez inel de ferită cu un diametru de aproximativ 10 mm, precum K 5 T10x2,5 × 5 (B sat = 3300 Gauss) de la TDK sau 266T125-3D3 (B sat = 3800 Gauss) de la Philips.

După cum se menționează în secțiunea 3.5.3, numărul de spire pentru a asigura o inducție magnetică de 1000 gauss (0,1 T), sau 0,3B sat , este:

Un transformator de antrenare de poartă va avea o înfășurare bifilară atunci când două fire identice (aproximativ #30 AWG) sunt înfășurate simultan în spire egale. Pentru comoditate, transformatorul va fi montat pe o bază de suprafață cu patru fire de gullwing.

Rezistorul de detectare a curentului (R15) și divizorul de detectare a rezistenței

tensiune (R11 și R13)

IC oferă doar un contact de declanșare cu un prag de activare de cel puțin 0,4 V. Să introducem un mod „sughiț” de protecție la supracurent ca formă de protecție de rezervă. Pentru a minimiza dimensiunea rezistenței de detectare a curentului, este aplicabilă una dintre variantele circuitului de detectare de limitare a curentului. Aici, 0,35 V va fi contribuit de rezistența divizor a rezistenței de detectare a tensiunii (R14). Atunci rezistența R15 va fi:

R \ 5 \u003d 0,05 V / 3 A \u003d 16,6 mOhm (luați 20 mOhm).

Rezistorul Dale corespunzător este WSL-2010-.02-05.

Exemplu de curent de citire care curge prin divizorul de rezistență, tensiune de citire egală cu 1 mA. Acest lucru dă rezistența totală a lui R13 și R14 egală cu

R swn = 2,5 V / 1 mA = 2,5 kΩ.

În acest caz, R14 = 0,35 V / 1 mA = 350 ohmi (presupunem 360 ​​ohmi); R13 \u003d \u003d 2,5 kOhm - 360 Ohm \u003d 2,14 kOhm (luăm 2,15 kOhm cu o toleranță de 1%).

Apoi R11 \u003d (5,0 - 2,5) V / 1 mA \u003d 2,5 kOhm (luăm 2,49 kOhm cu o toleranță de 1%).

Compensarea buclei de feedback de tensiune (vezi Anexa B)

Acesta este un convertor direct care funcționează în modul de tensiune. Pentru a asigura durata optimă a proceselor tranzitorii, folosim metoda celor doi poli și două „zerouri” de compensare.

Determinarea caracteristicilor „schemă de control – ieșire”

Convertorul combinat DC/DC vă permite să obțineți o tensiune stabilizată atunci când nivelul de intrare poate fi fie mai mic, fie mai mare decât ieșirea. Articolul descrie procesul de proiectare a unui astfel de convertor pe patru tranzistoare MOSFET și un controler fabricat de Texas Instruments.

Varietatea convertoarelor DC/DC disponibile astăzi demonstrează importanța conversiei unei tensiuni de intrare cu gamă largă într-o tensiune de ieșire stabilizată. Această sarcină este deosebit de relevantă dacă tensiunea de intrare se modifică continuu și poate fi fie mai mare, fie mai mică decât ieșirea. Metoda de conversie în acest caz se numește conversie combinată. Este folosit în încărcarea bateriilor, iluminat cu LED-uri, electronice auto.

Luați în considerare aspectele de creare și selectare a circuitelor de convertoare combinate, în special, alegerea componentelor, calculul pierderii de putere. În concluzie, vom vorbi pe scurt despre pachetul software, care vă permite să simplificați și să accelerați procesul de proiectare a unui circuit convertor.

Funcționarea convertorului combinat sincron

Convertorul combinat face posibilă asigurarea stabilizării tensiunii de ieșire atunci când tensiunea de intrare se modifică într-un interval larg. Figura 1 prezintă un convertor combinat cu patru tranzistori sincron (neinversoare).

Principalul avantaj al convertorului combinat este capacitatea de a obține o eficiență maximă în modurile de conversie buck sau boost, indiferent de nivelul tensiunii de intrare și sarcina. Acest convertor oferă o tensiune de ieșire pozitivă. Spre deosebire de un convertor similar, comutat (inversător) buck-boost, are o pierdere de putere mai mică și o densitate de putere mai mare distribuită în volum în comparație cu topologiile SEPIC (convertor de inductanță cu un singur capăt), flyback și în cascadă.

Cele patru MOSFET-uri de mare putere prezentate în Figura 1 sunt aranjate în brațele buck și boost ale unui pod complet. Nodurile de comutare ale tranzistoarelor SW1 și SW2 sunt conectate prin inductorul Lf. Procesul de conversie sincronă buck sau boost are loc numai atunci când tensiunea de intrare este fie peste, fie sub tensiunea de ieșire. MOSFET-ul superior al părții opuse, nu pe, servește ca tranzistor de trecere. Este important de remarcat faptul că atunci când tensiunea de intrare se apropie de tensiunea de ieșire, brațul de creștere inclus atinge limita ciclului de lucru prevăzut, provocând o tranziție la modul de funcționare combinat. Modul de funcționare ar trebui să se schimbe fără probleme și autonom, fără o schimbare bruscă a configurației de control.

Controlerul LM5175 folosește un algoritm unic de comutare a modului combinat prin care brațele de creștere și de creștere sunt comutate la frecvență joasă într-o manieră cvasi-alternativă, rezultând în eficiență semnificativă și beneficii de reducere a pierderilor. Metoda de conducere a convertorului în modul limită de curent pe întreaga gamă de tensiuni de ieșire, în special în punctul de tranziție de la modul boost la modul buck (și invers), asigură o tranziție lină. Este necesar doar instalarea unui senzor de curent care să permită monitorizarea curentului care trece prin inductor și tranzistori. Rata de creștere a curentului în inductor depinde de diferența dintre VIN și VOUT. O schimbare rapidă a diferenței dintre VIN și VOUT are ca rezultat un răspuns tranzitoriu aperiodic, rezultând zgomot de alimentare (PSR). Sursa de interferență este treapta de ieșire a convertorului, în care tranzistoarele cu comutare rapidă provoacă tranzitorii.

Schema convertorului combinat în modul de limitare a curentului

Figura 2 prezintă o diagramă a unui convertor combinat sincron cu patru taste. Circuitul constă dintr-o treaptă de putere (patru tranzistoare de putere), un controler PWM și un senzor de curent. Controlerul PWM poate funcționa în modul de modulare a frecvenței, ceea ce vă permite să extindeți spectrul SSFM și să reduceți nivelul interferenței electromagnetice (EMI). Cipul controlerului încorporează protecție la subtensiune/supratensiune (UVLO). Lanțurile de compensare sunt incluse în circuitul de feedback.

Acest ghid are scopul de a accelera procesul de dezvoltare și este folosit pentru a analiza și proiecta un convertor combinat cu patru comutatoare. Se recomandă să treceți de la specificația convertorului la selecția componentelor, apoi la prezentarea generală a caracteristicilor (eficiența disipării puterii și diagrama Bode), apoi reproiectați dacă este necesar. Luând ca bază controlerul LM5175 PWM, să luăm un design pas cu pas al unui convertor de 400 kHz care oferă ieșire 12V/6A de la intrarea de 6...42V.

Etapa 1: Parametrii de bază

Figura 3 prezintă prima etapă. În această etapă, proiectantul trebuie să introducă parametrii principali ai convertorului - domeniul tensiunii de intrare, nivelul tensiunii de ieșire, curentul de sarcină și frecvența de comutare.

Etapa 2: Filtru de șoc

În această etapă se calculează inductanța inductorului La. Nivelul inductanței depinde de domeniul de tensiune de intrare și de nivelul necesar de curent de ondulare (fierăstrău). Formula (1) determină nivelul inductanței necesare la punctele de ondulare a curentului de 30% și 80%.

(1)

Performanța inductorului este caracterizată de trei parametri principali: rezistența DC (DCR), curentul de saturație (ISAT) și pierderea miezului. De obicei, sufocul este realizat pe un miez de pulbere de fier presat. Un astfel de nucleu poate funcționa la frecvențe de până la 400 kHz. Avantajul lor este că inductanța scade treptat pe măsură ce crește curentul. Inductoarele cu miez de ferită au pierderi mai mici, dar nu sunt recomandate, deoarece la curentul maxim la începutul saturației, este posibilă o scădere bruscă a inductanței.

Etapa 3: Senzor de curent

Senzorul de curent poate fi bazat pe un transformator de curent, un senzor Hall sau un șunt rezistiv convențional. În acest caz, este descris un senzor de curent bazat pe un șunt rezistiv. Nivelul de rezistență al senzorului este calculat în funcție de parametrii valorii de prag a tensiunii controlerului și a curentului maxim (fierăstrău) care curge prin bobinet. Formula (2) prezentată pentru LM5175 definește un prag de 80 mV la punctul scăzut în modul boost și 160 mV la punctul înalt în modul boost. Puterea de șunt atinge vârful la cea mai mică tensiune de intrare atunci când factorul de amplificare atinge valoarea maximă. Utilizarea rezistențelor de dimensiuni 1225 și 2512 vă permite să obțineți un șunt de dimensiuni minime.

(2)

Formula (3) vă permite să calculați capacitatea condensatorului Cslope. Determină compensarea pantei curentului ferăstrăului. În modul BUCK, o componentă de compensare este adăugată la rata de mișcare a curentului inductor, adăugând informații despre creșterea ratei de mișcare. În modul BOOST, componenta de compensare modifică informațiile despre rata de creștere a curentului în direcția de scădere.

(3)

Pașii 4 și 5: calculul filtrului. Condensatoare de intrare și ieșire

Figura 4 prezintă graficele caracteristicilor fază-frecvență ale convertorului. Aceste grafice sunt construite pe baza valorilor condensatoarelor de filtru și în toate modurile de funcționare ale convertorului DC/DC.

Utilizarea condensatoarelor ceramice cu tip dielectric X5R sau X7R vă permite să creați dispozitive cu o densitate mare de ambalare. În unele cazuri, cu capacitatea mare necesară, este posibilă utilizarea a două tipuri de componente - o conexiune paralelă a condensatoarelor electrice și ceramice. Și în dispozitivele cu o densitate mare de ambalare, utilizarea condensatoarelor ceramice cu dielectrici X5R și X7R vă permite să reduceți capacitatea condensatorului electric și, prin urmare, dimensiunea acestuia va fi mai mică. Ecuația (4) oferă o estimare aproximativă a capacităților luând în considerare tensiunea de ondulare de vârf, dar fără a ține cont de rezistența în serie (ESR) a componentei.

(4)

Cunoscând nivelul capacității și ESR, prin calcule inverse obținem tensiunile de ondulare de vârf corespunzătoare:

(5)

În modul BUCK, curentul RMS al condensatorului (și tensiunea de ondulare) atinge valoarea maximă la un ciclu de lucru de 50%. În modul BOOST, cel mai mare curent RMS de ieșire care curge prin condensator are loc la ciclul de funcționare maxim. Formulele pentru determinarea curenților rms sunt următoarele:

(6)

Pasul 6: calculați pornirea soft, frecvența oscilatorului, nivelul de blocare UVLO

Capacitatea de pornire progresivă este determinată de următoarea formulă:

Calculul capacității de antrenare pentru frecvența de generare se calculează folosind formula (8), unde Gd este factorul de conductanță asociat controlerului:

Calculul divizorului rezistiv, care determină nivelul de protecție împotriva tensiunii de alimentare scăzute, este calculat prin formula (9), unde VUV(ON) este nivelul de tensiune al comparatorului UVLO încorporat (1,23 V - Pornit, 0,79 V - Oprit):

(9)

Pasul 7: Calculul circuitului de retur compensareconexiuni

Stabilitatea convertorului este determinată de caracteristica fază-frecvență (BODE).

Frecvența corespunzătoare zeroului funcției de compensare este determinată de calculul RC și CC1, oferind o creștere a marjei de fază. Polul antrenat de CC2 este situat în apropierea funcției condensatorului de ieșire zero (ESR) sau jumătate din frecvența de comutare dacă este sub zero. Acest stâlp asigură atenuarea zgomotului și reducerea ondulației de ieșire. Valorile elementelor de compensare sunt calculate prin formula (10):

(10)

Pentru a crește lățimea de bandă, creșteți rezistența rezistenței RC. În acest caz, este necesar să se corecteze valoarea lui CC1, deoarece acest condensator afectează nivelul marjei de fază. Fără compensare, traductorul are o funcție zero la o frecvență egală cu fRHPZ (0 dB). De obicei, nu există o marjă de fază suficientă la această frecvență, ceea ce poate duce la funcționarea instabilă a convertorului. Situația devine și mai complicată, deoarece această frecvență este inclusă în zona de funcționare a convertorului în modul BOOST. Pentru a îmbunătăți funcționarea convertorului în acest mod, se introduce o compensare suplimentară a frecvenței. Pentru calcularea lanțurilor de compensare se introduce frecvența fcross. Valoarea fcross este aleasă cu aproximativ 50% sub fRHPZ. Această corecție va oferi o marjă de fază suplimentară. Relația descrisă este exprimată prin formula (11):

(11)

În modul de limitare a curentului (BOOST), frecvența de comutare a tranzistoarelor poate scădea și la frecvența fcross, dar o scădere a Ku și o îmbunătățire a PFC (sub fcross) a amplificatorului de eroare datorită compensării poate reduce probabilitatea de excitare a convertorului.

Pasul 8: Evaluarea eficienței

Pasul 8, prezentat în Figura 5, este calculul eficienței și disipării de putere a elementelor circuitului. Vom acorda o atenție deosebită caracteristicilor tranzistoarelor MOSFET: rezistența internă a canalului RDS (ON), încărcarea porții, panta caracteristicii, tensiunea de prag gate-drain. Luăm în considerare, de asemenea, parametrii diodei încorporate: căderea de tensiune continuă pe diodă, timpul de disipare a sarcinii.

În modul BOOST, nivelul curentului inductorului este mai mare decât în ​​modul BUCK. În consecință, MOSFET-urile din partea de tragere ar trebui să aibă un RDS(ON) mai mic decât MOSFET-urile din partea de tragere în jos.

Folosind formulele (12) și (13), se calculează pierderile și pierderile statice și dinamice per taxă de poartă:

(12)

(13)

Pierderi suplimentare sunt introduse de miezul din inductor, rezistența înfășurării inductorului la curent continuu, „timpul mort” (timpul în care toate tranzistoarele sunt în starea „OPRIT”) și șuntul de măsurare. Dacă luăm în considerare pierderile în ansamblu, atunci eficiența convertorului combinat cu patru tranzistoare și o tensiune de ieșire stabilizată de 12 V ajunge la 96%.

Concluzie

Convertoarele combinate pentru aplicații industriale și auto îndeplinesc cerințe speciale de putere. În plus, avantajele convertorului combinat sincron cu patru comutatoare includ ușurința în operare, performanță ridicată, dimensiune compactă și cost redus al componentelor. Calculatorul software de proiectare inițială este un instrument la îndemână pentru proiectarea și calcularea accelerată a circuitului convertor.

Literatură

1. Soluții largi de convertoare de putere VIN;
2. Forme de undă auto manivelă rece, ISO 7637-2:2011;
3. Instrument de proiectare cu pornire rapidă LM5175;
4. Controler LM5175 buck-boost;
5. LM5175EVM-HD 400 kHz design de referință al convertorului buck-boost de înaltă densitate.

Alegerea unui convertor DC/DC pentru o aplicație poate fi o sarcină descurajantă. Pe lângă faptul că este disponibil pe piață în număr mare, designerul trebuie să facă și o multitudine de compromisuri. În general, dimensiunea, eficiența, prețul, temperatura, acuratețea și răspunsul tranzitoriu sunt importante pentru o sursă de alimentare. Necesitatea de a îndeplini specificațiile ENERGY STAR® sau criteriile pentru modul verde face ca eficiența energetică să fie un parametru din ce în ce mai important. Dezvoltatorii caută să crească eficiența fără a crește costurile, în special în aplicațiile electronice de consum la scară largă, unde o reducere de 1W a consumului de energie poate economisi MW pentru sistemul de alimentare. Industria semiconductoarelor a lansat recent convertoare DC/DC ieftine cu rectificare sincronă, care sunt considerate mai eficiente decât convertoarele DC/DC asincrone. Acest articol compară eficiența, dimensiunea și costul convertoarelor sincrone și asincrone utilizate în electronicele de larg consum în diferite condiții de funcționare. Se arată că convertoarele buck sincrone nu sunt întotdeauna mai eficiente.

Aplicații tipice

Pentru a arăta diferențele subtile dintre cele două tipuri de traductoare, a fost aleasă o aplicație tipică de încărcare punctuală. Multe produse de uz casnic ieftine folosesc o șină de 12 volți care este alimentată de un adaptor de curent alternativ nereglementat sau de o sursă de alimentare autonomă. Tensiunile de ieșire sunt de obicei în intervalul 1-3,3 V, curenți de ieșire de până la 3 A. Pentru a compara valorile efective ale eficienței la diferiți curenți și tensiuni de ieșire, au fost selectate dispozitivele Texas Instruments prezentate în tabelul 1. Curentul nominal de ieșire, al cărui nivel este o caracteristică a oricărui dispozitiv vândut pe piață, a fost preluat direct din fișele de date (1, 2).

Tabelul 1. Comparație dispozitiv

Principiul de funcționare

Figura 1 prezintă o diagramă bloc tipică pentru un regulator buck. Componentele principale sunt Q1, un MOSFET cu putere mare; L1, inductor de putere și C1, condensator de ieșire. MOSFET-ul low-side (Q2) este utilizat pentru circuitul buck sincron.

Circuitul buck asincron folosește o diodă de putere (D1). Într-un convertor sincron, cum ar fi TPS54325, un MOSFET cu putere redusă este încorporat în dispozitiv. Principalul avantaj al redresorului sincron este că scăderea de tensiune pe MOSFET-ul de jos poate fi mai mică decât scăderea de tensiune pe dioda de putere a convertorului de inducție. La același nivel de curent, mai puțină cădere de tensiune se traduce printr-o disipare mai mică a puterii și o eficiență mai mare.

Selectarea diodei de putere

Convertoarele asincrone sunt proiectate să funcționeze cu o diodă de putere externă (D1). Atunci când alege o diodă de putere, proiectantul trebuie să ia în considerare trei caracteristici cheie: tensiune inversă, cădere de tensiune directă și curent direct. În primul rând, tensiunea inversă nominală trebuie să fie cu cel puțin 2 V mai mare decât tensiunea maximă la nodul de comutare. În al doilea rând, pentru o eficiență mai mare, căderea de tensiune directă ar trebui să fie mică. În al treilea rând, valoarea curentului de vârf trebuie să fie mai mare decât curentul maxim de ieșire plus jumătate din curentul de vârf al inductorului. La cicluri de lucru scăzute (adică, tensiuni scăzute de ieșire), D1 acționează ca o diodă de blocare care conduce mai mult curent decât MOSFET-ul de nivel superior. Al patrulea aspect este să vă asigurați că pachetul diodei alese poate gestiona disiparea puterii. Pentru TPS54331, a fost aleasă dioda B340A, care are o tensiune nominală inversă de 40 V, o cădere de tensiune directă de 0,5 V și un curent nominal de curent direct de 3 A.

TPS54325 nu are nevoie de o diodă de putere, deoarece IC-ul are un MOSFET low-side de 70 mΩ. MOSFET integrat economisește spațiu; dar acest lucru crește complexitatea circuitului de control pentru a se asigura că ambele MOSFET-uri nu sunt pornite în același timp, ceea ce ar duce la scurtcircuitarea intrării la masă. Orice suprapunere a conductanței întrerupătoarelor va duce la o eficiență redusă și poate chiar supraîncărca și deteriora sistemul.

Calcule de eficienta

Pentru a determina eficiența unui convertor DC/DC, trebuie calculată puterea disipată totală. Principala contribuție la disiparea puterii pentru un convertor DC/DC care funcționează în modul de conducție continuă (CCM) provine din pierderile de pe comutatoarele brațelor superioare și inferioare și din pierderile din consumul intern de curent al CI. Aceste pierderi pot fi calculate folosind următoarele formule:

Ecuațiile 1-3 se aplică atât convertorului sincron, cât și convertorului asincron din CCM. Cu toate acestea, trebuie luate în considerare pierderile în MOSFET de nivel scăzut pentru convertorul buck sincron (Ecuația 4), în dioda de putere de nivel scăzut (PD1) pentru convertorul buck asincron (Ecuația 5):

În ecuația 4, primul termen corespunde pierderilor de conducție în MOSFET-ul de nivel scăzut, iar al doilea termen corespunde pierderilor de conducție din dioda încorporată. Curentul care trece prin dioda încorporată este cu aproximativ un ordin de mărime mai mic decât curentul care trece prin MOSFET-ul de nivel scăzut și este neglijabil la 2A.

Aceste ecuații arată că eficiența la sarcină completă este afectată de mai mulți factori, cum ar fi rezistența de la scurgere la sursă, tensiunea directă de la scurgere la sursă, ciclul de lucru, frecvența și timpii MOSFET. Pierderile AC și DC în inductor și rezistența echivalentă în serie a capacității de ieșire sunt similare, deoarece același filtru LC poate fi utilizat pentru ambele dispozitive. Pentru convertorul DC/DC, ciclul de lucru este setat și singurele opțiuni sunt rezistența de scurgere la sursă, căderea de tensiune directă și frecvența de comutare. Orele de pornire și oprire ale MOSFET nu sunt de obicei listate pe fișele de date, dar sunt importante de luat în considerare deoarece cu cât sunt mai rapide, cu atât se disipează mai puțină putere. Cu toate acestea, dacă MOSFET-ul de putere pornește prea repede, poate apărea diafonia în nodul de comutare.

Pentru a îmbunătăți performanța termică, este important să reduceți timpul de comutare, ceea ce vă va permite să alegeți un pachet mai ieftin pentru MOSFET cu putere mai mică și rezistență mai mare între dren și sursă.

Eficiență la sarcini mari

Au fost create două scheme cu dispozitivele prezentate în Tabelul 2, astfel încât performanța acestora să poată fi comparată. Dispozitivele folosesc același filtru LC. Deși dispozitivele aveau frecvențe de comutare fixe ușor diferite, acest lucru nu a afectat în mod semnificativ eficiența circuitului și nu a putut schimba concluziile acestui experiment. Tensiunea de intrare a fost aleasă să fie de 12 V, iar măsurătorile de eficiență au fost efectuate prin simpla schimbare a tensiunilor de ieșire.

Tabelul 1. Comparație dispozitiv

Figura 2 arată eficiența ambelor dispozitive cu intrare de 12 V și ieșire de 1,5 V. Figura arată clar că TPS54325 este mai eficient la încărcare maximă. Deoarece durata stării de pornire a fost de 12,5%, dioda de putere asincronă cu cădere de tensiune directă de 0,5 V a disipat mai multă putere decât MOSFET-ul de 70 mΩ și, de asemenea, în ciuda rezistenței mai mari dintre sursă și scurgerea comutatorului high-side din circuitul cu TPS54325.

Figura 3 arată eficiența ambelor dispozitive cu intrare de 12 V și ieșire de 2,5 V. Evident, eficiența TPS54331 a crescut semnificativ.

În acest caz, timpul de funcționare a fost de 21% și ambele eficiențe la sarcină completă au fost aproape aceleași. Dioda de putere a circuitului de inducție a condus mai rar, în timp ce MOSFET-ul cu latură înaltă cu rezistență scăzută la pornire a condus mai frecvent. Atunci când disiparea diodei de putere joasă este redusă datorită ciclului de lucru redus, dispozitivul asincron devine mai eficient.

Eficiență la sarcini mici

Pentru unele aplicații, nevoia de eficiență scăzută a sarcinii depășește nevoia de eficiență ridicată a sarcinii. La sarcini mici, convertoarele buck asincrone trec în modul de conducție discontinuă (DCD). Într-un convertor buck asincron, curentul inductorului curge într-o singură direcție. Într-un convertor buck sincron, curentul curge în ambele direcții și puterea este disipată atunci când curge curentul invers. Figura 4 arată diferența dintre formele de undă ale curentului inductor în RPD în comparație cu RPD.

TPS54331 are o caracteristică de ignorare a impulsurilor numită Eco-modeTM care îmbunătățește eficiența la sarcină scăzută. Acest mod de funcționare pornește MOSFET-ul de putere mai rar, rezultând pierderi mai mici de comutare. Diferența de eficiență scăzută a sarcinii datorată funcției Eco-mod a TPS54331 și consumului său scăzut de curent în timpul funcționării este prezentată în figurile 2 și 3. Mai multe detalii despre modul Eco pot fi găsite în (1).

Pret si dimensiuni

Convertorul sincron cu MOSFET încorporat are avantajele unei dimensiuni reduse, mai puține piese și construcție mai simplă. Dar dacă reducerea costurilor este scopul principal, atunci un convertor de inducție cu o diodă de putere externă poate fi mai puțin costisitor decât un convertor buck sincron.

Concluzie

Convertizoarele sincrone buck au devenit recent foarte populare și disponibile pe scară largă. Cu toate acestea, ele nu sunt întotdeauna mai eficiente. Convertizoarele buck asincrone pot avea o eficiență similară la cicluri de lucru mari și la sarcină scăzută. Acordând atenție specificațiilor, în special rezistenței de scurgere la sursă și absorbției de curent intrinsec, proiectantul poate face cea mai bună alegere pentru o anumită aplicație.

Literatură

Comutator descendente sincron de ieșire de la 4,5 V la 18 V, 3 A cu FET integrat (SWIFT™), Fișă de date TPS54325 (slvs932a)

3A, intrare de 28 V, convertizor SWIFT™ DC/DC coborâtor cu Eco-mode™, Fișă de date TPS54331 (slvs839b)

]? Că o scădere sau fluctuație a tensiunii surselor de alimentare poate duce la defecțiuni premature și chiar la arderea unor părți ale sistemului dvs.? Sigur, aproape toată lumea ar fi de acord că sursele de alimentare pentru aplicațiile care consumă energie trebuie să fie durabile și eficiente. Dar cum rămâne cu topologia lor? Ar trebui să fie sincron sau asincron? Să ne uităm la avantajele și dezavantajele fiecăruia.

Opțiuni de alimentare pentru dispozitivul dvs

Fiecare sistem electronic are nevoie de o sursă de alimentare și, de obicei, tensiunea de alimentare este mai mare decât ceea ce necesită aplicația. Imaginați-vă că aveți o sursă de 9 V și trebuie să reduceți tensiunea la 5 V de care are nevoie sistemul dvs. Aveți mai multe opțiuni:

1. Un simplu divizor de tensiune cu un fel de regulator elementar, cum ar fi o diodă Zener. Dioda zener, împreună cu rezistorul de limitare a curentului, va scădea tensiunea de la 9 V la 5 V, în timp ce 4 V vor scădea pe rezistor. Ca urmare, vom obține pierderi de căldură și energie.
2. Regulator liniar de 5V (LDO). Din nou, luați 9V și obțineți 5V și scăderi de 4V peste regulator. Dacă circuitul consumă 1 A, atunci regulatorul disipă 4 wați de putere. Din nou, puteți spune că 4 wați de putere neutilizată sunt irosite ca căldură.
3. Convertor DC/DC. Aici, cheia, de regulă, cu control PWM, comută inductorul și condensatorul conectate la ieșirea sa. Când tensiunea de ieșire atinge 5 V, ciclul de lucru al impulsurilor PWM scade la aproape zero. Cheia consumă foarte puțin curent, astfel încât puterea disipată este, de asemenea, mică. Aceasta este de departe cea mai eficientă opțiune.

Tensiunile de intrare ale convertorului DC/DC pot fi oricare din gama standard de 6 V, 9 V, 12 V, 24 V sau 48 V. Transformatorul de putere scade 120 V AC la nivelul de tensiune standard. Apoi, după rectificare și filtrare, tensiunea DC este stabilizată pentru uz comercial sau industrial. De exemplu, 48 V instalat pentru sistemele de telefonie este determinat de tensiunea bateriilor de rezervă. Dacă se întrerupe alimentarea cu curent alternativ, sistemul de rezervă va prelua imediat controlul. O cu totul altă poveste este echipamentul portabil. Aceste dispozitive sunt de obicei alimentate de baterii, care furnizează imediat o tensiune constantă, dar necesită o tensiune stabilizată. Deoarece tensiunea bateriei scade în timp, aceasta trebuie mărită și abia apoi stabilizată. Deci, dacă sistemul dumneavoastră funcționează la 3,3 V, ar trebui să mențineți acel 3,3 V chiar și atunci când tensiunea bateriei scade.

Când proiectați o sursă de alimentare, puteți alege ceea ce credeți că este o soluție ieftină, cum ar fi divizorul de tensiune simplu și dioda zener menționate mai sus. Rețineți că am spus „pare a fi” ieftin, deoarece nu am ținut cont de altceva decât de lista de componente. Aceste abordări conțin costurile ascunse și suplimentare ale pierderilor de putere, rezultând o generare mare de căldură și o durată de viață redusă a componentelor electronice ale sistemului. Rețineți că regulatoarele LDO au un zgomot de ieșire foarte scăzut, dar au dezavantaje, cum ar fi disiparea mare a puterii, căderea ridicată a tensiunii și durata de viață mai scurtă a bateriei.

Astăzi, designerii au trecut la convertoare DC/DC pentru a obține cea mai bună combinație de eficiență, disipare a căldurii, precizie, răspuns tranzitoriu și cost. Dar proiectarea sistemului optim de alimentare DC/DC poate fi la fel de dificilă precum navigarea într-un câmp minat fără o hartă. Temperatura de funcționare a convertoarelor limitează puterea maximă de ieșire a acestora și crește pe măsură ce echipamentele industriale se micșorează. De asemenea, majoritatea dispozitivelor tind să aibă o răcire forțată foarte mică sau deloc. Deci, care variantă a circuitului DC / DC este mai bună?

Opțiuni de circuit DC/DC: topologie sincronă sau asincronă

Acestea sunt două compromisuri. Topologia asincronă este mai veche și se caracterizează prin pierderi de putere pe dioda Schottky externă. Aceste pierderi sunt echivalente cu o deteriorare a randamentului. Aici, vă recomandăm topologia sincronă, deoarece oferă o eficiență mai mare și permite modele mai compacte datorită MOSFET-ului eficient încorporat. Această diferență fundamentală este ilustrată în Figura 1, care compară diagramele bloc ale unui convertor asincron cu o soluție sincronă mai integrată.

Să discutăm despre eficiența energetică. În ultimii ani, vânzătorii de circuite integrate analogice au început să producă convertoare DC/DC sincrone pentru a reduce pierderea de putere care apare în circuitele asincrone cu diodele lor Schottky externe. Convertorul sincron conține acum un MOSFET cu putere redusă care înlocuiește dioda Schottky externă cu pierderi mari. Puterea disipată de acest MOSFET depinde de rezistența pe canal R ON , în timp ce pierderea de putere a diodei Schottky este determinată de tensiunea sa directă V D . Pentru aceeași cantitate de curent în ambele circuite, căderea de tensiune pe MOSFET este de obicei mai mică decât cea pe diodă, rezultând o disipare mai mică a puterii în circuitul MOSFET.

Puterea disipată a diodei pentru soluția asincronă se calculează prin formula:

Puterea P FET disipată per MOSFET într-un circuit sincron este:

Cu toate acestea, există opinii că convertoarele buck asincrone sunt mai eficiente la sarcini mici și cicluri de lucru mari și că nu există un singur convertor care să aibă o eficiență optimă pe întreaga gamă de sarcină. Sunt proiectanții sistemelor de alimentare din nou forțați să aleagă cel mai mic dintre cele două rele?

Pentru a răspunde la această întrebare, să luăm în considerare, în primul rând, care este motivul eficienței ridicate a unui convertor asincron sub sarcini ușoare. Curentul inductor într-un convertor asincron curge doar într-o singură direcție și nu este niciodată negativ; la convertoarele sincrone, curentul circulă în ambele sensuri, iar acesta este dezavantajul său (Figura 2).

Pentru a elimina acest flux de curent bidirecțional în convertoarele sincrone, sunt introduse diferite moduri pentru a obține funcționarea „pseudo-asincronă” sub sarcină ușoară. Convertoarele moderne DC/DC acceptă trei moduri (Figura 3):

1. PWM @ CCM: modularea lățimii impulsului (PWM) în modul de conducție continuă (CCM). Aici, convertorul funcționează la o frecvență constantă, iar curentul inductorului I L poate deveni negativ. Acest mod permite convertorului, menținând în același timp un nivel minim de ondulare a tensiunii de ieșire, să răspundă rapid la orice modificare a sarcinii, chiar și atunci când scade la zero. Cu toate acestea, modul PWM @ CCM oferă cea mai scăzută eficiență la sarcini ușoare.
2. PWM @ DCM: modul de lățime a impulsului în modul de conducție discontinuă (DCM). Această abordare se bazează și pe o frecvență de comutare constantă, dar eficiența la sarcini ușoare este îmbunătățită prin eliminarea curentului negativ I L. Absența curenților negativi la sarcini mici face ca această soluție să fie similară cu una asincronă.
3. PFM cu stare de repaus: modularea frecvenței pulsului (PFM) cu modul de repaus. Această abordare îmbunătățește eficiența prin faptul că nu permite I L să curgă în direcția negativă și prin oprirea ambelor MOSFET-uri pentru a transmite impulsuri la sarcini ușoare. În timpul omiterii, convertorul intră în modul de repaus, când toate circuitele interne neutilizate sunt oprite pentru a reduce consumul de curent. Modul vă permite să obțineți cea mai bună eficiență posibilă datorită celei mai mari eficiențe la sarcini reduse. Prețul de plătit pentru aceasta este o ușoară creștere a ondulației tensiunii de ieșire.

În intervalul de curenți de sarcină de la mediu la maxim, toate modurile funcționează la fel. Diferențele încep să apară atunci când curentul de sarcină devine mai mic de jumătate din curentul inductorului.

Vă așteptați ca sistemul dvs. să fie inactiv de cele mai multe ori (adică să funcționeze sub sarcină ușoară), iar durata de viață a bateriei este critică? Apoi alegeți modul de modulare a pulsului-frecvență, deoarece la sarcină scăzută face posibilă obținerea celui mai mare randament. Există, totuși, o subtilitate aici: trebuie să vă asigurați că creșterea ondulației de ieșire și încetinirea tranzitorilor în timpul PFM nu vor afecta funcționarea sistemului în modul de așteptare.

Este răspunsul tranzitoriu la sarcină ușoară de o importanță capitală pentru aplicația dvs.? Atunci PWM @ CCM este cea mai bună alegere, deoarece oferă cea mai bună performanță tranzitorie, chiar și fără sarcină.

Un compromis rezonabil între aceste două moduri este modul PWM @ DCM.

Gânduri finale

Tehnologia merge înainte. Înlocuirea diodei Schottky externe cu un MOSFET integrat eficient, combinată cu funcționarea multimodă, oferă o eficiență excelentă în soluțiile sincrone de astăzi cu dimensiuni minime ale dispozitivului. Acum este momentul să adoptați o nouă tehnologie sincronă pentru a îmbunătăți eficiența energetică în următoarele proiecte. Este mai ușor, mai rece și mai bun.