Configurarea pas cu pas a receptorului de conversie directă. VPP simplu tri-bandă

În urmă cu mai bine de zece ani, în revista Radio a fost publicată o descriere a unui receptor de observator cu unde scurte realizat după o schemă superheterodină pe piese disponibile pe scară largă. Mulți radioamatori și-au început călătoria pe aer cu construcția sa.

Astăzi, când sportivii de radio au primit o nouă rază de acțiune - 160 m și multe componente radio avansate au devenit mai accesibile, autorul oferă cititorilor o nouă dezvoltare a unui receptor conceput să funcționeze în această gamă specială.

Diagrama bloc a receptorului nu s-a schimbat - este, de asemenea, o superheterodină cu o conversie de frecvență și un detector de tip amestecare. Dar datorită utilizării tranzistoarelor cu efect de câmp și a unui filtru electromecanic (EMF) în calea de recepție, este practic inferior receptoarelor mai complexe ale posturilor moderne de radio amatori.

Sensibilitatea este de câțiva microvolți, ceea ce este suficient pe banda de 160 m pentru a recepționa posturi radio foarte îndepărtate, iar selectivitatea este determinată de EMF și ajunge la 60 ... 70 dB la o detonare de 3 kHz deasupra sau sub banda de trecere. Selectivitatea reală (capacitatea receptorului de a rezista la interferențe de la stațiile radio puternice, a căror frecvență poate să nu coincidă cu frecvența de acord a receptorului) este semnificativ crescută datorită utilizării unui tranzistor cu efect de câmp cu dublă poartă cu liniar. caracteristicile mixerului.

schema circuitului

Să analizăm dispozitivul și funcționarea receptorului conform diagramei sale schematice, prezentate în Fig. 1. Receptorul este format dintr-un mixer pe un tranzistor VT1, primul oscilator local pe un tranzistor VT2, un amplificator de frecvență intermediară (IFA) pe un tranzistor VT3 și un cip DA1, un detector de tip mixing pe un tranzistor VT4, un al doilea local oscilator pe un tranzistor VT5, un amplificator de frecvență audio (UHF) pe un microcircuit DA2 și tranzistoare VT6, VT7.

Semnalul de intrare al benzii de amatori 160 m (banda de frecvență 1830 ... 1930 kHz) vine de la antenă (este conectată la priza XS1 sau XS2) la filtrul trece de bandă cu dublă buclă de intrare format din inductori LI, L2 și condensatori C3, C2, C4. Pentru a conecta o antenă de înaltă rezistență sub forma unei bucăți de sârmă cu o lungime mult mai mică de un sfert din lungimea de undă, se folosește soclul XS1, conectat la primul circuit (L1C3) al filtrului de intrare prin condensatorul C1.

Orez. 1. Schema schematică a receptorului HF de amator al lui Polyakov (partea 1).

O antenă cu rezistență scăzută (un „faz” cu un sfert de undă de aproximativ 40 m lungime, un dipol sau „delta” cu un alimentator de cablu coaxial) este conectată prin mufa XS2 la ieșirea bobinei buclei L1. Contragreutatea, împământarea sau împletitura alimentatorului de antenă este conectată la priza XS3 conectată la firul comun al receptorului.

Metoda de conectare a fiecărei antene este selectată experimental în funcție de volumul maxim și calitatea recepției. La schimbarea antenelor, poate fi necesară o anumită ajustare a conturului L1C3.

Filtrul de intrare cu dublă buclă oferă o selectivitate bună pentru canalul de recepție a imaginii și, de asemenea, practic elimină diafonia de la stațiile puternice de difuzare cu unde medii. Semnalul selectat de filtru este alimentat la prima poartă a tranzistorului cu efect de câmp VT1.

Tensiunea oscilatorului local este furnizată la a doua poartă prin condensatorul C5. Divizorul R1R2 stabilește tensiunea de polarizare necesară la această poartă. Semnalul de frecvență intermediară (500 kHz), care este diferența dintre frecvențele oscilatorului local și semnal, este izolat în circuitul de scurgere al mixerului printr-un circuit format din inductanța înfășurării EMF-Z1 și a condensatorului C9.

Primul oscilator local al receptorului este realizat conform circuitului inductiv în trei puncte de pe tranzistorul VT2. Circuitul oscilator local este alcătuit dintr-un inductor L3 și un condensator C7. Frecvența oscilatorului local poate fi reglată în intervalul 2330 ... 2430 kHz cu un condensator variabil C6.

Rezistoarele R4 și R5 determină modul de funcționare DC al tranzistorului. Lanțurile de decuplare R3C10 și R5C13 protejează circuitul de alimentare comun de la intrarea în el a oscilatorului local și a semnalelor de frecvență intermediară.

Selecția principală a semnalelor din receptor este efectuată de EMF Z1 cu o lățime de bandă de 3 kHz. De la înfășurarea sa de ieșire, reglată de condensatorul C11 la rezonanță la o frecvență intermediară, semnalul este alimentat la amplificatorul IF. Este realizat pe un tranzistor cu efect de câmp VTZ și un microcircuit (amplificator cascode) ​​DA1.

Câștigul general se dovedește a fi destul de mare și, pentru a-și selecta valoarea optimă, în circuitul sursă al tranzistorului VTZ este inclus un regulator - un rezistor de reglare R8. Odată cu creșterea rezistenței sale, curentul prin tranzistor scade și, odată cu acesta, panta caracteristicii tranzitorii. În același timp, feedback-ul negativ crește, iar câștigul scade.

Impedanța mare de intrare a primei trepte a tranzistorului IF pe un tranzistor cu efect de câmp a făcut posibilă obținerea celei mai scăzute atenuări posibile a semnalului în EMF al selecției principale.

Pentru a evita supraîncărcarea IF cu semnale puternice, se folosește un circuit simplu de control automat al câștigului (AGC). Tensiunea IF de la circuitul de ieșire L4C17 este alimentată prin condensatorul de cuplare C16 la detectorul de diodă paralelă (dioda VD1).

Tensiunea de polaritate negativă detectată este transmisă prin circuitul de netezire R7C12 către poarta tranzistorului VТЗ și o închide, reducând astfel câștigul. Timpul de răspuns al sistemului AGC este determinat de constanta de timp R7C12, iar timpul de eliberare este determinat de constanta de timp R6C12 și este de 10 și respectiv 50 ms.

Semnalul IF amplificat de la circuitul L4C17 este alimentat prin bobina de cuplare L5 la un detector realizat pe un tranzistor cu efect de câmp VT4. Semnalul celui de-al doilea oscilator local cu o frecvență de aproximativ 500 kHz este alimentat la poarta acestui tranzistor prin circuitul C18R12, care creează tensiunea de polarizare negativă necesară datorită detectării tensiunii oscilatorului local de către joncțiunea p-n a tranzistorului. Poartă.

Semiundele pozitive ale tensiunii oscilatorului local deschid tranzistorul, iar rezistența canalului său (decalajul sursă-drain) devine mică. Semiundele negative închid tranzistorul, iar rezistența canalului crește brusc. Astfel, tranzistorul funcționează în modul de rezistență activă controlată.

În circuitul canalului său, se formează un curent de bătaie cu frecvențe sonore egale cu diferența dintre frecvențele semnalului și oscilatorul local. Spectrul unui semnal cu o singură bandă laterală este transferat de la IF în regiunea de frecvență audio. Semnalul 34, netezit de condensatorul C21, merge la controlul de volum R11, iar de la motorul său la amplificatorul AF.

Al doilea oscilator local al receptorului este realizat pe tranzistorul VT5 la fel ca primul. Adesea, în astfel de receptoare, un rezonator de cuarț de 500 kHz este utilizat în al doilea oscilator local. Acest lucru este convenabil, dar crește costul receptorului.

În același timp, stabilitatea în frecvență a unui oscilator LC convențional la o frecvență dată este destul de suficientă în comparație cu unul cu cuarț. În plus, devine posibilă utilizarea unei game largi de EMF și ajustarea celui de-al doilea oscilator local la oricare dintre ele.

Amplificatorul 34 este realizat pe un cip DA2 (amplificator de tensiune în două trepte) și tranzistoare VT6, VT7 (follower compozit). Lanțul R13C23 de la intrarea UZCH este utilizat pentru a suprima semnalul IF. Dioda VD2, prin care curge curentul colector al celui de-al doilea tranzistor al microcircuitului, stabilește o polarizare inițială la bazele tranzistoarelor de ieșire. Aceasta reduce distorsiunea de tip pas.

Impedanța scăzută de ieșire a emițătorului compozit vă permite să conectați la receptor atât căști cu rezistență ridicată, cât și căști cu rezistență scăzută, și chiar și un cap dinamic cu o bobină vocală cu o rezistență de cel puțin 4 ohmi. Când se utilizează un cap dinamic, capacitatea condensatorului de cuplare C27 trebuie mărită la 50 ... 100 microfaradi pentru a evita atenuarea excesivă a frecvențelor joase.

Detalii si constructie

Pentru alimentarea receptorului, este potrivită orice sursă de alimentare care furnizează o tensiune de 9 ... І2 V la un curent de până la 40 ... 50 mA. Adevărat, receptorul consumă un astfel de curent doar la volumul maxim de sunet al capului dinamic conectat la ieșirea acestuia. În modul de repaus sau când lucrați la căști cu impedanță ridicată, receptorul nu consumă mai mult de 10 mA.

Prin urmare, cu o astfel de sarcină, receptorul poate fi alimentat de la o baterie de celule galvanice sau baterii cu o tensiune totală de aproximativ 9 V. În orice caz, tensiunea de alimentare este furnizată la prizele XS6, XS7 în polaritatea indicată în diagramă. .

Acum despre detaliile receptorului și posibila înlocuire a acestora. Tranzistorul VT1 poate fi oricare din seriile KP306, KP350. Unele dintre aceste tranzistoare pot necesita o mică tensiune de polarizare pozitivă pentru a fi aplicată la prima poartă.

Apoi, un condensator de separare cu o capacitate de 75 ... 200 pF și două rezistențe cu o rezistență de 100 kOhm ... 1 MΩ sunt instalate în circuitul său conform unui circuit similar cu circuitul celei de-a doua porți. Prin selectarea rezistențelor, se obține un curent de scurgere de 1 ... 2 mA.

Pentru oscilatoarele locale, sunt potrivite tranzistoarele KT306, KT312, KT315, KT316 cu orice indici de litere. Tranzistoarele cu efect de câmp ale IF și ale celui de-al doilea mixer pot fi oricare din seria KP303, totuși, atunci când se utilizează tranzistori cu o tensiune de tăiere mare (indici de litere G, D și E) în serie cu rezistorul R8 din circuitul sursă, este utilă includerea unui rezistor constant cu o rezistență de 330 ... 470 Ohm, prin derivarea condensatorului acestuia cu o capacitate de 0,01 ... 0,1 μF. În aceste cascade, puteți utiliza și tranzistoare cu poartă izolată din seria KP305.

Cipul KP8UN2B (vechea denumire K1US182B) este înlocuibil cu K1US222B, iar KP8UN1D (K1US181D) - cu K1US221D sau alte microcircuite din aceste serii. Ca ieșiri sunt potrivite orice tranzistoare de joasă putere cu germaniu de joasă frecvență cu structura corespunzătoare. În locul VD1 și VD2, pot fi instalate diode cu germaniu de putere redusă, de exemplu, seria D2, D9, D18, D20, D311.

Pentru receptorul descris este potrivit orice EMF cu o frecvență medie de 460 ... 500 kHz și o lățime de bandă de 2,1 ... 3,1 kHz. Poate fi, de exemplu, EMF-11 D-500-3.0 sau EMF-9D-500-3.0 cu indici de litere B, H, C, (de exemplu, EMF-11 D-500-3, OS, folosit de autor ). Indexul literelor indică ce bandă laterală în raport cu purtătorul o alocă acest filtru - cea superioară (B) sau inferioară (H) sau frecvența de 500 kHz se încadrează în mijlocul (C) a benzii de trecere a filtrului. În receptorul nostru, acest lucru nu contează, deoarece la ajustarea frecvenței celui de-al doilea oscilator local este setată la 300 Hz sub lățimea de bandă a filtrului și, în orice caz, banda laterală superioară va fi evidențiată.

Cititorul se poate întreba: de ce EMF din receptor trebuie să emită banda laterală superioară, în timp ce posturile de radio amatori din banda de 160 m lucrează cu emisia benzii laterale inferioare? Faptul este că la conversia frecvenței în acest receptor, spectrul semnalului este inversat, deoarece frecvența oscilatorului local este setată mai mare decât frecvența semnalului, iar frecvența intermediară se formează ca diferență.

Orez. 2. Cadru de inductori.

Pentru inductori, s-au folosit cele gata făcute - cadre cu trimmere și ecrane din circuitele IF ale receptoarelor radio cu tranzistori de dimensiuni mici (în special, de la receptorul radio Alpinist). O schiță a unui astfel de cadru este prezentată în fig. 2. După înfășurarea bobinei în secțiuni, se pune un circuit magnetic cilindric 2 pe cadru 3 și se înșurubează în cadru un trimmer 1. Apoi acest design este închis într-un ecran de aluminiu cu dimensiunile 12x12x20 mm.

Puteți utiliza rame cu un nucleu magnetic și un ecran diferit. Numărul de spire ale bobinelor în acest caz este specificat experimental. De exemplu, la înfășurarea bobinelor în miezurile de armură SB-9, numărul de spire ar trebui redus cu 10%.

Bobinele sunt înfășurate cu un „sârmă litz” surogat - patru conductori PEL 0,07 ușor răsucite. Este convenabil să folosiți firul cu care au fost înfășurate bobinele folosite din circuitele IF. Doar bobina primului oscilator local (L3) „poate fi înfășurată cu un fir PEL unic de 0,17 ... 0,25.

La înfășurare, spirele bobinelor sunt distribuite uniform pe secțiunile cadrului. Bobina de comunicație L5 este înfăşurată peste bucla L4. Bobinele circuitelor de intrare L1 și L2 conțin fiecare câte 62 de spire, robinetul de la L1 se face din a 15-a tură, numărând de jos în funcție de circuitul de ieșire.

Bobina L3 conține 43 de spire cu un robinet din a 9-a tură, numărând tot de la cea de jos în funcție de circuitul de ieșire.

Orez. 3. Pornirea circuitului IF în oscilatorul local.

Orez. 4. Porniți circuitul IF la intrarea receptorului.

Circuitul IF cu bobine L4 și L5 este folosit gata făcut, fără modificare. Bobina sa L4 conține 86 de spire de sârmă LE 4X0,07, iar L5 - 15 spire de sârmă unică PELSHO 0,07 ... 0,1.

Bobina celui de-al doilea oscilator local L6 conține 86 de spire de LE 4X0.07 cu o atingere din a 1-a tură. Aici puteți utiliza bobina finită a circuitului IF cu o bobină de cuplare pornindu-le conform diagramei din fig. 3 (bobină buclă L6, L6a - bobină de comunicare).

În timpul instalării, este necesar să se respecte cu strictețe polaritatea lipirii cablurilor, altfel oscilatorul local nu va fi excitat.

Dacă există dificultăți la înfășurarea bobinelor de intrare, acestea pot fi înlocuite cu circuite IF. În acest caz, capacitatea condensatoarelor filtrului de intrare scade: C1 - până la 10 pF, C2 - până la 1 ... 1.B pF, C3 și C4 - până la 75 pF. Adevărat, filtrul nu se va dovedi a fi destul de optim, deoarece circuitele vor avea o impedanță caracteristică mare, dar receptorul va funcționa destul de satisfăcător.

Bobina de cuplare a circuitului primar (L1a) este utilizată în această versiune pentru a conecta o antenă cu rezistență scăzută (Fig. 4), a doua bobină de cuplare a circuitului nu este utilizată.

Rezistoare fixe - orice tip cu o putere de disipare de 0,125 sau 0,25 wați. Controlul de volum R11 este un rezistor variabil SP-1, de preferință cu o caracteristică funcțională B, iar controlul câștigului (rezistorul de reglare R8) este SP5-16B sau altul de dimensiuni mici.

Condensatorul de reglaj C6 este un condensator de reglaj cu un dielectric de aer (tip KPV), care conține 5 plăci de stator și 6 rotor. Numărul de plăci a fost ales experimental pentru a obține o gamă de acord de exact 100 kHz. Cu o rază mai mare, este dificil să se acorde la o stație SSB - la urma urmei, nu există vernier în receptor.

În absența unui astfel de condensator, un KPI de dimensiuni mici al unui receptor de transmisie cu tranzistor poate fi utilizat prin conectarea unui condensator de „întindere” cu o capacitate de 40 ... 50 pF în serie cu acesta. Desigur, ar fi util să se echipeze condensatorul de tuning cu un vernier simplu cu o decelerație de 1:3...1:10.

Condensatoare fixe de capacitate redusă utilizate în circuite de înaltă frecvență (C1 - C9, C11, C14, C16 - C20), ceramice, tip KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 sau altele asemenea. Sunt potrivite și condensatoarele presate în mica KSO și software-ul film sau PM. Condensatorul C2 poate fi realizat sub forma unei bucăți de fir PEL 0,8 ...

1.0 (o căptușeală) cu 10 ... 15 spire de sârmă PELSHO 0.25 înfășurată pe ea (o altă căptușeală). Capacitatea condensatorului rezultat este ușor de selectat prin desfășurarea sau înfășurarea spirelor firului. După setare, turele sunt fixate cu lipici sau lac.

În circuitele oscilatoare ale receptorului, în special cele heterodine, este de dorit să se instaleze condensatoare cu un coeficient de temperatură scăzut al capacității (TKE) - grupuri PZZ, M47 sau M75. Condensatorii rămași, inclusiv oxidul (electrolitic), pot fi de orice tip.

Orez. 5. Placa cu circuite imprimate a receptorului (vedere a pistelor).

Orez. 6. Placa cu circuite imprimate a receptorului (vederea componentelor).

Trebuie remarcat faptul că capacitatea multor condensatoare poate fi modificată într-o gamă largă fără a degrada calitatea receptorului. Deci, condensatoarele C14 și C16 pot fi 500 ... 3300 pF, C21 și C23 - 2700 ... 10.000 pF, C10, C12, C13, C15, C24 - 0,01 ... 0,5 μF. Capacitatea condensatoarelor cu oxid poate diferi de 2 ... 3 ori față de cea indicată în diagramă.

Un condensator relativ mare C26 este util atunci când alimentați receptorul de la o baterie foarte descărcată cu rezistență internă ridicată, precum și de la un redresor cu filtrare insuficientă a tensiunii redresate ondulate. În alte cazuri, capacitatea sa poate fi redusă la 50 de microfaradi.

În absența pieselor necesare în receptor, pot exista unele modificări. Puteți refuza, de exemplu, sistemul AGC, excluzând detaliile C16, VD1, R6, R7, C12. Ieșirea înfășurării de ieșire EMF, care este mai mică conform diagramei, este conectată în acest caz la un fir comun.

Este mai bine să plasați controlerul de câștig IF într-un receptor fără AGC pe panoul frontal și, astfel încât firul lung către controler să nu fie supus interferențelor, trebuie instalat un condensator de blocare pe placa receptorului, conectând sursa tranzistor VTZ la un fir comun. Capacitatea sa poate fi de 0,01 ... 0,5 microfarads.

Orez. 6. Cutter PCB.

Dacă receptorul va funcționa numai cu telefoane de înaltă rezistență, puteți exclude etapa de ieșire - tranzistoarele VT6, VT7 și dioda VD2. Concluziile 9 și 10 ale cipului DA2 în acest caz sunt conectate împreună și conectate la condensatorul C27, a cărui capacitate poate fi redusă la 0,5 microfaradi.

Toate părțile receptorului, cu excepția prizelor, a unui rezistor variabil și a unui condensator variabil, sunt montate pe o placă (Fig. 5) realizată din folie de fibră de sticlă unilaterală.

Schema de conectare a fost întocmită pentru microcircuite din seria K118, dar nu este necesară nicio modificare atunci când se utilizează microcircuite din seria K122 - cablurile lor flexibile sunt trecute în găurile existente în conformitate cu pinout-ul microcircuitelor. Pentru a îmbunătăți stabilitatea receptorului și rezistența la autoexcitare, zona foliei care formează firul comun este lăsată la maximum.

Cablajul imprimat poate fi realizat folosind orice tehnologie - gravare, tăiere caneluri cu un cuțit sau cuțit. În cea din urmă versiune, este convenabil să folosiți un tăietor special ascuțit dintr-o bucată de lamă de ferăstrău (Fig. 6).

Canelurile izolatoare din folie sunt tăiate prin balansarea frecventă a unealtei dintr-o parte în alta și înaintând relativ lent. Cu o oarecare îndemânare, tabla este „gravată” în acest fel destul de repede.

Orez. 7. Desene ale șasiului și capacului receptorului.

La montarea tranzistoarelor cu efect de câmp, trebuie luate măsuri pentru a le proteja împotriva defecțiunilor cauzate de electricitatea statică și tensiunile de interferență. Bornele tranzistoarelor sunt conectate între ele cu un conductor subțire flexibil, care este îndepărtat după ce bornele sunt dezlipite pe placă. Corpul fierului de lipit este conectat cu un conductor la firul comun al plăcii.

Este recomandabil să folosiți un fier de lipit de joasă tensiune care este alimentat de la rețea printr-un transformator coborâtor. Direct când lipiți bornele tranzistorului VT1, este recomandabil să scoateți ștecherul fierului de lipit din priză.

Orez. 8. Amplasarea pieselor pe şasiul receptorului HF.

Placa de circuit imprimat este montata pe carcasa receptorului (Fig. 7), realizata din duraluminiu moale de 2 mm grosime. Pe panoul frontal (este închis cu o suprapunere decorativă) sunt întărite un condensator variabil C6, un control de volum R11 și prizele XS4, XS5. Prizele rămase, controlul câștigului R8 sunt situate pe peretele din spate al șasiului.

Capacul șasiului în formă de U este fabricat din duraluminiu semirigid mai subțire. Locația plăcii și a pieselor pe șasiu este prezentată în fig. 8, și aspectul receptorului finit - în fig. nouă.

Designul carcasei (șasiului) poate fi diferit, este important doar să respectați următoarele reguli: plasați condensatorul de acordare cât mai aproape posibil de bobina primului oscilator local, prizele antenei în apropierea circuitelor de intrare și câștigul. control lângă tranzistorul VTZ. Controlul volumului și mufele telefonice pot fi amplasate oriunde, dar dacă lungimea conductorilor de conectare la ele este de câțiva centimetri, trebuie utilizat un fir ecranat, a cărui împletitură trebuie conectată la firul comun al plăcii și la șasiu. .

Orez. 9. Aspectul receptorului.

Configurarea receptorului

Înainte de a configura receptorul, este necesar să verificați cu atenție instalarea și să eliminați erorile. Apoi, pornind receptorul, verificați modurile de funcționare ale tranzistoarelor și microcircuitelor cu un avometru.

Tensiunea la emițătorii tranzistorilor de ieșire (VT6 și VT7) ar trebui să fie de aproximativ 5,5 V (toate valorile sunt indicate pentru o tensiune de alimentare de 9 V). Performanța amplificatorului AF este verificată prin atingerea cu penseta a ieșirii rezistorului R13, care este corect conform schemei, - în căști ar trebui să se audă un fundal de curent alternativ.

Tensiunea de la scurgerea tranzistorului VT3 ar trebui să se schimbe de la 2 ... 5 V la 8,5 V la mutarea rezistenței de tăiere R8. Curentul tranzistorului VT1 este determinat prin măsurarea tensiunii pe rezistorul R3 - ar trebui să fie de 0,3 ... 1 V, ceea ce corespunde unui curent de 0,8 ... 2,5 mA.

Cu un curent insuficient, va trebui să aplicați o polarizare la prima poartă, așa cum este descris mai sus, și cu un curent excesiv, să creșteți rezistența rezistorului R1. Performanța oscilatoarelor locale se verifică prin conectarea sondelor avometrului la bornele condensatoarelor C13 sau C24. Tensiunea pe ele ar trebui să fie de 5 ... 7 V. Închiderea bornelor bobinelor L3 și L6 ar trebui să provoace o scădere a tensiunii cu 0,5 ... 1,5 V, ceea ce va indica prezența generației.

În absența generării, ar trebui să căutați o piesă defectă (de obicei se dovedește a fi un inductor sau un tranzistor). Este convenabil să efectuați toate operațiunile de mai sus înainte de a instala placa pe șasiul receptorului. Condensatorul de reglare C6 și controlul volumului nu pot fi conectate.

Ajustarea ulterioară se reduce la reglarea circuitelor receptorului la frecvențele dorite. În acest caz, este de dorit să se utilizeze cel puțin cel mai simplu generator de semnal standard (GSS). După instalarea plăcii pe șasiu și realizarea conexiunilor lipsă, acestea furnizează (printr-un condensator cu o capacitate de 20 ... 1000 pF) de la GSS la poarta tranzistorului VT3 un semnal nemodulat cu o frecvență de 500 kHz.

Circuitul L4C17 IF este ajustat la tensiunea AGC maximă, care este măsurată cu un avometru pe condensatorul C12. Amplitudinea semnalului de ieșire GSS trebuie menținută astfel încât tensiunea AGC să nu depășească 0,5 ... 1 V. În același timp, controlul câștigului R8 este setat într-o poziție în care tensiunea la drenul tranzistorului VTZ este B ... 6 V. Al doilea oscilator local este reglat până se obțin bătăi - sunet puternic de șuierat în telefoanele conectate la ieșirea amplificatorului AF. Circuitul L4C17 poate fi, de asemenea, ajustat pentru volumul maxim de bătaie.

După aplicarea semnalului GSS prin același condensator de cuplare la prima poartă a tranzistorului VT1 (circuitul de intrare nu trebuie să fie oprit), reglați GSS la frecvența medie a benzii de trecere EMF și selectați capacitatea condensatoarelor C9 și SP în funcție de tensiunea AGC maximă sau în funcție de volumul maxim al tonului de bătaie la ieșirea receptorului.

În același timp, trimmer-ul bobinei L6 ar trebui să seteze frecvența celui de-al doilea oscilator local lângă frecvența de tăiere inferioară a benzii de trecere EMF. Dacă se folosește filtrul EMF-9D-500-3.0V, iar oscilatorul este reglat de la 500 kHz și mai mult, ar trebui să apară un ton de ritm scăzut la o frecvență de 500,3 kHz, atunci tonul ar trebui să crească și să dispară la o frecvență de 503. kHz. Dacă se folosește un alt filtru de frecvență, setările GSS se vor schimba în consecință, dar imaginea fenomenelor va rămâne aceeași.

Ultima etapă de reglare este reglarea circuitelor primului oscilator local și a filtrului de intrare. După ce a aplicat un semnal cu o frecvență de 1880 kHz de la GSS la soclul XS2, receptorul este reglat la această frecvență prin rotirea trimmer-ului bobinei L3. Rotorul condensatorului de reglare C6 trebuie să fie în poziția de mijloc. Bobinele de tuns L1 și L2 stabilesc volumul maxim de recepție.

În cele din urmă, se măsoară domeniul de acord al receptorului (ar trebui să acopere întreaga rază de amploare de 160 m) și se verifică scăderea sensibilității la marginile intervalului. Dacă nu depășește de 1,4 ori, lățimea de bandă a filtrului de intrare este suficientă. În caz contrar, pentru a-l extinde, capacitatea condensatorului de cuplare C2 este ușor crescută. Circuitele de intrare ale receptorului sunt în sfârșit ajustate și câștigul optim IF este setat la recepționarea semnalelor de la stațiile de amatori.

În absența unui GSS, calea IF este reglată la zgomotul maxim la ieșirea receptorului, iar frecvența celui de-al doilea oscilator local este setată în funcție de tonul acestui zgomot. Când al doilea oscilator local este reglat la centrul benzii de trecere EMF, zgomotul are cel mai scăzut ton.

În această etapă de reglare, ar trebui să vă asigurați că partea principală a zgomotului provine din prima etapă a tranzistorului VT1. În acest scop, concluziile înfășurării de intrare EMF sunt închise (condensatorul C9 este lipit de ele) - volumul zgomotului ar trebui să scadă semnificativ. Condensatorii C9 și C11 sunt selectați în funcție de zgomotul maxim, punând glisorul rezistenței R8 în poziția de câștig maxim.

Circuitul oscilator local și circuitele de intrare sunt reglate la recepționarea posturilor de amatori. Pentru a le detecta, antena poate fi conectată printr-un condensator cu o capacitate de 20 ... 40 pF la prima poartă a tranzistorului VT1. După setarea domeniului receptorului cu trimmer-ul bobinei L3, circuitul L2C4 este ajustat la volumul maxim de recepție, iar apoi, prin comutarea antenei la priza XS2, ambele circuite de filtru de intrare sunt în sfârșit ajustate.

Puteți clarifica setarea frecvenței celui de-al doilea oscilator local prin găsirea unui purtător nemodulat în aer și reconstruind receptorul cu condensatorul C9. Pe măsură ce capacitatea sa scade, receptorul se reglează în frecvență, iar tonul de bătaie ar trebui să apară la o frecvență de aproximativ 300 Hz și să dispară la o frecvență de aproximativ 3 kHz. Câștigul IF este setat cu un rezistor de reglare R8, astfel încât zgomotul propriu al receptorului să fie auzit în liniște fără antenă, iar atunci când este conectată o antenă externă de cel puțin 10 m lungime, crește considerabil - acesta va fi un semn de receptor suficient. sensibilitate.

În timpul testelor, acest radio a primit seara pe o antenă interioară semnalele multor posturi de radio amatori situate în părțile europene și asiatice ale URSS, inclusiv Karelia, statele baltice, Transcaucazia, regiunea Volga și Siberia de Vest.

V. Polyakov (RA3AAE).

Poliakov Vladimir Timofeevici- Profesor asociat al Departamentului de Fizică al Ordinului de la Moscova al Institutului Lenin de Ingineri de Geodezie, Fotografie Aeriană și Cartografie, Candidat la Științe Tehnice, s-a născut în 1940. Deja la vârsta de nouă ani și-a asamblat primul proiect de radio - un receptor detector, iar la doisprezece - un amplificator cu tuburi. Studiind în liceu, a stăpânit un receptor superheterodin, a montat un televizor. Apoi - studiază la Institutul de Fizică și Tehnologie din Moscova, pasiune pentru înregistrarea magnetică, lucrează la un post de radio colectiv, construiește un post de radio personal. Indicativul său RA3AAE este acum cunoscut sportivilor radio de pe toate continentele. Este autorul a 10 invenții, 100 de publicații, inclusiv mai multe cărți.

Literatură:

1. Polyakov V. Receptor observator unde scurte, R-1676-2.
2. Polyakov V. Îmbunătățirea receptorului observator de unde scurte, R-1976-7.
3. Polyakov V. Filtre trece-bandă la intrarea unui receptor de observator cu unde scurte, R-1976-10.
4. Kazansky I. V., Polyakov V. T. ABC-ul undelor scurte, 1978.

Diagrama schematică a unui receptor de unde scurte de casă pentru funcționarea la frecvențele tuturor benzilor de radio amatori de la 160 de metri la 10 metri. Se numește laborator (experimental) deoarece funcționează împreună cu două dispozitive de laborator - un generator RF și un frecvențămetru conectat la acesta. Generatorul RF este folosit ca un oscilator local al receptorului, iar frecvențametrul ca o scară de acordare.

Caracteristici receptor

Receptorul este asamblat conform schemei de conversie directă, are o sensibilitate de cel puțin 1 μV. Poate primi semnale de la posturi radio care operează prin telefon (SSB) și telegraf (CW).

Există destul de multe comenzi ale receptorului - un circuit de intrare reglabil, un regulator de sensibilitate, precum și comenzi pentru reglarea frecvenței și a tensiunii de ieșire care funcționează cu receptorul MHF și un control al volumului disponibil în căști (folosind căști „conectate” TON- 2, regulator electromagnetic T de înaltă impedanță).

schema circuitului

Semnalul de la antenă este alimentat la circuitul de intrare, constând dintr-un set de bobine L1-L6 conectate în serie și un condensator variabil C1. Toate bobinele sunt șocuri gata făcute de înaltă frecvență de producție industrială. Nu trebuie ajustate. Circuitul este reglat la intervale în salturi folosind comutatorul S1 (comutator cu plăci ceramice).

Reglare lină - cu un condensator variabil C1 7-180 pF, cu o singură secțiune (condensator de reglare de la vechiul receptor de buzunar Yunost). Capacitatea condensatorului nu este potrivită pentru a suprapune intervalele, prin urmare, limitele de reglare captează în mod semnificativ intervalele învecinate.

Dacă este necesar, puteți limita domeniul de suprapunere a lui C1 conectând un condensator în serie cu acesta, reducându-i capacitatea maximă și, în paralel, mărind capacitatea minimă.

Dar acest lucru va complica comutarea, deoarece capacitățile suplimentare vor fi diferite pentru diferite game. Cu toate acestea, puteți alege cea mai bună opțiune, acceptabilă pentru toate gamele, dacă este nevoie de o astfel de setare.

Orez. 1. Schema schematică a unei aplicații HF de laborator cu toate undele (160m-10m) pe patru tranzistoare.

Din circuitul de intrare, semnalul este alimentat la URC pe un tranzistor cu efect de câmp cu dublă poartă VT1 de tip BF966. Aici puteți utiliza și tranzistoare domestice cu efect de câmp cu dublă poartă, de exemplu, KP350. Folosind rezistorul R3, puteți regla tensiunea constantă la a doua poartă VT1, care modifică coeficientul de transfer al cascadei și afectează astfel sensibilitatea.

Încărcat cu șoca URF L7, inductanță 100 μH. De la acesta, semnalul merge la mixer, realizat pe un tranzistor cu efect de câmp VT2. Acesta este circuitul cheie al convertizorului de frecvență.

Poarta primește tensiunea oscilatorului local, în acest caz, tensiunea de la ieșirea generatorului RF de laborator, iar cu fiecare perioadă tranzistorul se deschide. La filtrul de ieșire C7-R8-C8, rezultatul este integrat în rezultatul conversiei.

Pentru RF, FET-ul funcționează fizic ca o rezistență activă. Și nu mai mult zgomot decât de la un rezistor convențional. Prin urmare, o sensibilitate semnificativă poate fi atinsă într-un mod foarte simplu.

Puteți aduce convertizorul de frecvență în modul optim de funcționare fie prin setarea unei tensiuni de polarizare constantă (negativă) la poarta VT2, fie selectând o amplitudine a tensiunii oscilatorului local suficient de mare (mai mulți volți).

Aici, rezultatul optim este obținut prin ajustarea nivelului tensiunii RF la ieșirea MHF, astfel încât să se obțină cea mai bună calitate a recepției. Dar MHF trebuie să fie astfel încât tensiunea maximă la ieșire să fie suficientă cu o marjă (nu mai mică de ZV).

De la ieșirea filtrului trece-jos C7-R8-C8, semnalul de joasă frecvență este alimentat la amplificatorul de joasă frecvență pe doi tranzistori VTZ și VT4. Amplificatorul este realizat dupa schema cu legatura galvanica intre cascade.

Modul de operare DC este setat automat. ULF este încărcat pe căștile TON-2 de înaltă rezistență, cu o rezistență de 1600 ohmi, cu o rezistență încorporată în tee - un control de volum. Prin urmare, nu există un control propriu al volumului în circuit.

Detalii

Nu există o singură piesă de înfășurare de casă în receptor. Toate bobinele sunt bobine industriale de înaltă frecvență. Inductanțele nominale ale bobinelor circuitului de intrare trebuie să corespundă cu cele indicate în diagramă.

Inductanța inductorului L7 poate fi de la 80 la 200 uH. De asemenea, puteți folosi bobine de casă cu inductanța corespunzătoare.

Gorchuk N. V. RK-2010-04.

Calea către aerul unui radioamator începător începe adesea cu construirea unui receptor cu conversie directă care este simplu în design și design (un alt nume este un receptor heterodin). Dar, de regulă, acestea sunt modele cu o singură gamă. Implementarea PPP-urilor multi-gamă în mod tradițional (cu comutarea oscilatorului local și a circuitelor de filtru de intrare cu un comutator cu biscuit sau tambur cu mai multe contacte sau folosind plăci de circuite înlocuibile) duce nu numai la o complicație semnificativă a proiectării și ajustării. , dar și la apariția unor probleme cu stabilitatea frecvenței GPA.

Există însă o altă abordare, mai reușită din punctul de vedere al autorului. Reamintim că frecvențele principalelor benzi de radioamatori HF formează o progresie geometrică regulată, astfel încât armonicile benzilor inferioare cad pe frecvențele altor benzi de frecvență mai înalte. Prin urmare, este o oportunitate excelentă de a utiliza un singur oscilator local necomutat care funcționează pe o singură bandă într-un PPP cu mai multe benzi și care, de regulă, are o stabilitate de frecvență mai bună, deoarece instalarea sa se dovedește a fi mai compactă și rigidă și, cel mai important, nu există contacte de comutare și, prin urmare, instabile în circuitul său de contur. Diagrama structurală a unui astfel de GPA este posibilă în două versiuni - cu un oscilator principal care funcționează la cel mai înalt interval de frecvență, urmat de divizarea frecvenței prin contoare digitale (de exemplu, această metodă este implementată în) sau cu un oscilator principal care funcționează la o frecvență. din cel mai mic interval de frecvență, urmat de multiplicarea frecvenței în etape tampon. Ultima metodă este implementată într-un design foarte interesant de I. Grigorov. Mai mult, folosind proprietatea mixerului cheie de a lucra asupra armonicilor frecvenței oscilatorului local, se poate face în general fără multiplicarea frecvenței, care este baza pentru proiectarea acestui receptor. În ciuda asemănării exterioare cu circuitul, receptorul oferit atenției dumneavoastră, datorită optimizării mixerului, are un ordin de mărime o sensibilitate mai bună și DD, selectivitate crescută în canalul adiacent, dimensiuni mai mici, mai economic, dar în același timp timp mai ușor de fabricat și instalat. Nu există piese rare în el și chiar și radioamatorii fără experiență îl pot construi. Aspectul receptorului este prezentat în fotografie

Principalele caracteristici tehnice:

1. Domenii de frecvență de operare, MHz ……………………………………………………….7, 14, 21
2. Lățimea de bandă a căii de recepție (la nivel de –6 dB), Hz ……… 300…2600
3. Sensibilitatea căii de recepție de la intrarea antenei, µV, cu un raport semnal-zgomot de 10 dB, nu mai rău……………………………………………………………………… ………..0.7
4. Interval dinamic de modulare încrucișată (DD2), dB, la 30% AM și deacord de 50 kHz, nu mai puțin de ………………………………………………………..75
5. Selectivitatea canalului adiacent, dB, la 10 kHz offset față de frecvența purtătoare, nu mai puțin de ………………………………………………………………………….70
6. Curentul consumat de la o sursă de alimentare externă stabilizată cu o tensiune de 9V, mA, nu mai mult de …………………………………………………. zece

Schema circuitului receptorului este prezentată în Fig.1. Semnalul de la conectorul antenei este alimentat la un atenuator reglabil realizat pe un potențiometru dublu R1. Comparativ cu un singur potențiometru, această soluție oferă o adâncime mai mare de ajustare a atenuării (mai mult de 60 dB) pe toată banda HF, ceea ce permite o performanță optimă a receptorului cu aproape orice antenă. Mai mult, semnalul prin bobina de cuplare L1 este alimentat la un filtru trece-bandă cu două circuite (PDF) L2C5, L3C10 cu cuplare capacitivă prin condensatorul C9. Comutarea intervalului este efectuată de comutatorul basculant SA1, care are o poziție neutră (deschisă) a contactelor. În poziția contactelor prezentate în diagramă, banda de 21 MHz este activată. La trecerea la 14 MHz, condensatoarele suplimentare C1, C3 și C6, C14 sunt conectate la circuite, deplasând frecvențele de rezonanță ale circuitelor la mijlocul intervalului de funcționare. La trecerea la gama de 7 MHz, nu numai condensatoarele C2, C4 și C8, C15 sunt conectate la circuitele PDF, ci și un condensator de cuplare suplimentar C7, care este necesar pentru a obține forma optimă a răspunsului în frecvență al PDF-ului în acest sens. gamă.

Încărcarea PDF este un mixer cu chei cu un singur ciclu bazat pe un tranzistor cu efect de câmp VT1. Acesta este un nod important, „inima” receptorului, care îi determină principalii parametri și merită o atenție specială.

În timpul experimentelor mele cu mixere de cheie SPP, sa constatat că mixerul de cheie al unui receptor heterodin, încărcat la ieșire cu capacități, din partea de intrare funcționează ca un filtru sincron de bandă îngustă (SF), cu o frecvență centrală. la frecvența oscilatorului local și o lățime de bandă egală cu dublul lățimii de bandă AF. Bazele fizice ale acestui fenomen au fost conturate destul de accesibil în. Vă rugăm să rețineți că la frecvențele benzilor superioare HF, factorul de calitate al acestui SF simplu atinge valori absolut fantastice - mii și zeci de mii! de exemplu

- cu o bandă AF pentru recepția unui semnal SSB de 2,5 kHz - mai mult de 4000 (la 21 MHz)

- cu o bandă AF pentru recepția unui semnal CW de 0,8 kHz - mai mult de 12.000 (la 21 MHz).

Mai mult, dependența pronunțată de frecvență a impedanței de intrare a mixerului cheie la o sarcină de înaltă rezistență a acestuia din urmă crește selectivitatea PDF-ului conectat la acesta. În acest caz, un vârf ascuțit apare pe răspunsul în frecvență plat al circuitului de intrare (sau PDF) cu o lățime egală cu dublul lățimii de bandă LF (în acest caz, aproximativ 5 kHz). Frecvența centrală a acestui vârf coincide cu frecvența de acordare a oscilatorului local și este reglată împreună cu aceasta. În acest caz, efectul creșterii factorului de calitate al circuitului este cu atât mai mare, cu atât este mai mare raportul dintre factorul de calitate încărcat și constructiv și este de fapt egal cu acest raport (desigur, cu o rezistență de sarcină suficient de mare a heterodinului mixer receptor sau, dacă doriți, SF). Pentru un sistem clasic de potrivire a buclei (rezistențele sursă/sarcină introduse sunt egale), creșterea factorului de calitate al buclei nu va depăși de 2 ori. Prin urmare, este benefic să reduceți raportul de pornire al sursei de semnal - o antenă potrivită și să aplicați o conexiune completă la circuitul mixerului, care, la rândul său, are o sarcină de mare impedanță. În acest caz, interferența în afara benzii este slăbită semnificativ, sensibilitatea și, în consecință, DD, având în vedere pierderile extrem de mici în circuitele de intrare ale receptorului, cresc semnificativ. Și asta ne oferă posibilitatea de a crea receptoare mai avansate pe principiul conversiei directe.

Dar să revenim la conceptul PPP. Pentru a implementa proprietățile selective ridicate ale mixerului, a fost utilizată o conexiune completă la PDF, iar sarcina mixerului a fost crescută de câteva ori în comparație cu cea tradițională - până la 5-10 kOhm. Tranzistor cu efect de câmp VT1, pornit în modul rezistență controlată. La tensiuni joase ale sursei de scurgere, indiferent de polaritate, canalul FET se comportă ca o rezistență normală. Valoarea acestuia poate fi modificată de la câțiva megaohmi cu o tensiune de blocare la poartă la zeci de ohmi cu una de deblocare. Astfel, atunci când o tensiune heterodină este aplicată prin condensatorul C17 la poartă, se va obține un mixer aproape ideal. Tensiunea de blocare la poartă este setată automat datorită acțiunii de redresare a joncțiunii p-n (auto-polarizare) a tranzistorului VT1. În același timp, prin modificarea amplitudinii tensiunii heterodine și, prin urmare, a mărimii tensiunii de blocare pe poartă, putem seta durata relativă a stării deschise a canalului, sau ciclul de lucru, pe o gamă largă. La convertirea la armonici, pentru a egaliza sensibilitatea în intervale, ciclul de lucru al stării deschise este ales aproape de 4, care se obține automat în această schemă, deoarece Convertorul este proiectat în așa fel încât să nu necesite o muncă minuțioasă la selectarea tensiunii oscilatorului local. Pentru a face acest lucru, este suficient să alegeți un tranzistor cu efect de câmp VT1 cu o tensiune de întrerupere mai mică decât cea a VT2, nu mai puțin de 2 ori.

Avantajele mixerului includ o putere foarte scăzută consumată de la oscilatorul local, astfel încât acesta din urmă nu este practic încărcat, ceea ce a făcut posibilă abandonarea etapei tampon și, prin urmare, simplificarea circuitului. Decuplarea circuitelor de intrare și heterodine ale unui mixer cu un singur ciclu pe un tranzistor cu efect de câmp în timpul funcționării acestuia la frecvența principală a GPA este determinată în principal de capacitatea de trecere a porții de scurgere a tranzistorului, care în general. carcasa este unul dintre dezavantajele sale semnificative, ceea ce face dificilă utilizarea cu succes în gamele HF. În acest caz, nu există o astfel de problemă, deoarece numai în intervalul de 7 MHz mixerul funcționează la frecvența fundamentală a GPA și în intervalul de 14 MHz - la a doua armonică a GPA și, respectiv, la 21 MHz - la a treia, în timp ce în intervalele superioare există Chiar nu există semnale cu o astfel de frecvență, iar semnalul GPA rezidual disponibil cu o frecvență de aproximativ 7 MHz este foarte mult că PDF-urile benzilor de 14 și 21 MHz sunt efectiv suprimate. Cea mai mică suprimare a semnalului GPA va fi pe intervalul de 7 MHz, dar și aici suprimarea lui (la intrarea antenei) depășește 60 dB - este suficient pentru funcționarea normală a receptorului.

Oscilatorul local este realizat conform circuitului inductiv în trei puncte (circuit Hartley) pe un tranzistor cu efect de câmp VT2. Circuitul oscilator local conține o bobină L4 și condensatoare C11-C13. Cu un condensator variabil (CPE) C11, frecvența de generare este reglată în intervalul 6,99-7,18 MHz, ceea ce corespunde intervalului de 13,98-14,36 MHz în a doua armonică și 20,97-21,54 MHz în a treia armonică. Circuitul este conectat la circuitul de poartă VT2 prin intermediul unui condensator C16, pe care, datorită acțiunii de redresare a joncțiunii p-n a tranzistorului VT2, se formează o autopolarizare, care stabilizează destul de rigid amplitudinea oscilației. Deci, de exemplu, cu o creștere a amplitudinii oscilațiilor, crește și tensiunea redresată de blocare, iar câștigul tranzistorului scade, reducând coeficientul de feedback pozitiv (PFC). De fapt, PIC-ul se obține atunci când curentul tranzistorului trece printr-o parte din spirele bobinei L4. Atingerea la sursă se face din 1/3 din numărul total de ture.

Filtrarea principală a semnalului în PPP este efectuată la o frecvență joasă de un filtru trece-jos (LPF) și, prin urmare, calitatea receptorului este în mare măsură determinată de selectivitatea LPF-ului său. Pentru a îmbunătăți imunitatea la zgomot și selectivitatea receptorului la intrarea ULF, a fost utilizat un filtru trece-jos cu două legături C18L5C19L6C24 cu o frecvență de tăiere de aproximativ 2,7 kHz, alcătuit din două legături LC în formă de U conectate în serie. . Condensatorul C21 formează un pol de atenuare suplimentar în spatele benzii de tăiere și, prin urmare, oferă o creștere a pantei răspunsului în frecvență până la 40 dB/octavă. , ceea ce a făcut posibilă excluderea bobinelor de joasă frecvență care necesită forță de muncă din proiectarea PPP. Printre proprietățile pozitive ale acestei soluții, se remarcă dimensiunile mici ale filtrului, liniaritatea ridicată la niveluri ridicate de semnal datorită prezenței unui decalaj nemagnetic în circuitul magnetic (Kg este mai mic de 1% la o intrare de 1). Veff), sensibilitate scăzută la interferențe datorită screening-ului standard bun. Trebuie remarcat faptul că cea mai bună suprimare (cu 3 dB) într-un filtru trece-jos cu două secțiuni se obține prin interconectarea bobinelor.

În ciuda faptului că sarcina filtrului trece-jos (impedanța de intrare a filtrului cu ultrasunete este de aproximativ 5-10 kOhm) este aleasă semnificativ mai mult decât rezistența caracteristică a filtrului trece-jos (care este necesară pentru a implementa proprietăți selective bune al mixerului), nu se observă o „sunet” caracteristică neplăcută a semnalului, deoarece Având în vedere factorul de calitate scăzut al bobinelor GU, forma răspunsului în frecvență al filtrului trece-jos are doar o ușoară creștere a frecvențelor superioare ale sunetului, ceea ce este favorabil pentru îmbunătățirea inteligibilității vorbirii.

UZCH-ul receptorului este în două trepte, cu o legătură directă între etape. Este asamblat conform unei scheme tipice pe tranzistoarele moderne cu zgomot redus VT3, VT4 cu un coeficient de transfer de curent ridicat. Datorită feedback-ului DC negativ 100%, modurile DC ale tranzistoarelor sunt setate automat și sunt puțin afectate de fluctuațiile de temperatură și de tensiunea de alimentare. Pentru ca impedanța de intrare a convertorului de frecvență ultrasonic să depindă puțin de răspândirea parametrilor tranzistorilor, rezistența rezistorului R6 este relativ mică (15 kOhm). Telefoanele de înaltă rezistență TON-2 cu o rezistență DC de 4,4 kOhm servesc ca sarcină a convertizorului de frecvență ultrasonic, care sunt conectate direct la circuitul colector al tranzistorului VT4 (prin conectorul X3), în timp ce atât curentul alternativ de semnalul și curentul continuu al tranzistorului circulă prin bobinele lor, ceea ce magnetizează în plus telefoanele și le îmbunătățește performanța. . Condensatorul C27, împreună cu inductanța căștilor conectate în serie, formează un circuit rezonant cu o frecvență de aproximativ 1,2 kHz, dar datorită rezistenței active mari a înfășurărilor, factorul de calitate al acestora din urmă este scăzut - lățimea de bandă la nivelul de -6 dB este de aproximativ 400-2800 Hz, deci efectul său asupra răspunsului general în frecvență nu este foarte semnificativ și este de natura filtrării auxiliare și a unei ușoare corectări a răspunsului în frecvență. Deci, iubitorii de telegraf pot alege C27 = 22-33nF, astfel vom schimba rezonanța în jos la frecvențe de 800-1000Hz. Dacă semnalul este surd și pentru a îmbunătăți inteligibilitatea semnalului de vorbire, este necesar să se asigure o creștere a frecvențelor înalte, puteți lua C27 ​​\u003d 2,2-4,7nF, care va ridica rezonanța până la 1,8-2,5 kHz.

Construcție și detalii. Majoritatea pieselor receptorului sunt montate pe o placă de circuit imprimat din fibră de sticlă folie unilaterală cu dimensiunea de 41x99mm, al cărui desen din partea conductorilor imprimați este prezentat în fig. 2,

iar amplasarea pieselor – în Fig.3.

Este posibilă un desen al unei plăci de circuit imprimat în format lay. Placa este proiectată pentru instalarea componentelor radio de dimensiuni mici - rezistențe C1-4, C2-23, MLT-0.062. Când se folosesc rezistențe mai mari (0,125 sau 0,25 W), acestea trebuie instalate vertical. Condensatoare ceramice termostabile KM, K10-17 sau similare din import (disc portocaliu cu punct negru sau multistrat cu stabilitate termica MP0). Trimmer CVN6 de la BARONS sau similare mici. Condensatori C18, C19, C21, C24, este de dorit să alegeți stabil termic - film, film metalic, de exemplu, seria importată de dimensiuni mici MKT, MKR și similare. Restul de blocaj ceramic și electrolitic sunt de orice tip de dimensiuni mici.

Bobinele receptor L1-L4 sunt realizate pe cadre de dimensiuni mici din bobine de buclă IF de 10,7 MHz cu dimensiuni de 8x8x11 mm (Fig. 4) din importuri ieftine utilizate pe scară largă.

receptoare radio și casetofone. Bobinele L2-L4 conțin 18 spire de sârmă PEL, PEV cu diametrul de 0,13-0,23 mm, robinetul de la bobina L4 se face din a șasea tură, numărând de la ieșirea conectată la firul comun. Bobina de comunicație L1 este înfășurată peste partea inferioară a bobinei L2 și conține 3 spire ale aceluiași fir. Înfășurarea trebuie efectuată cu tensiunea maximă a firului, plasând uniform spirele în toate secțiunile cadrului, după care bobina este fixată strâns cu un manșon standard de nailon. Întregul circuit este închis într-un ecran obișnuit de alamă. Dacă este necesar, toate bobinele pot fi realizate pe orice alte cadre disponibile unui radioamator, desigur, schimbând numărul de spire pentru a obține inductanța necesară și, în consecință, corectând desenul plăcii de circuit imprimat pentru un nou design. De exemplu, pentru cadrele de circuit IF răspândite de la televizoarele vechi cu un diametru de 7,5-8,5 mm cu trimmer SCR-1 (M6x10) și ecrane dreptunghiulare (pot fi rotunde), bobinele L2-L4 conțin 12 spire de sârmă PEL, PEV cu un diametru 0,4-0,7 mm, înfăşurat pe o lungime de 10 mm, în timp ce robinetul de la bobina L4 se face din a patra tură, numărând de la ieşirea conectată la firul comun. Bobina de comunicație L1 este înfășurată peste partea inferioară a bobinei L2 și conține 2 spire ale aceluiași fir.

Ca bobine de filtru trece-jos L5, L6, orice capete universale disponibile noi sau folosite de casetofone stereo autohtone sau importate pot fi utilizate cu succes. Inductanța lor, de regulă, este în intervalul 60-180mH, ceea ce este destul de potrivit pentru noi, doar pentru a menține frecvența de tăiere a filtrului trece-jos, este necesar să se schimbe valorile condensatoarelor. C18, C19, C21, C24 în proporție inversă. Acest lucru va fi ușor de făcut după ureche în timpul primului test al receptorului în aer.

KPI poate fi orice, dar întotdeauna cu un dielectric de aer, altfel va fi dificil să obțineți o stabilitate GPA acceptabilă. Utilizarea KPI cu un dielectric de aer ne va oferi aproape automat o stabilitate foarte mare a GPA fără a lua măsuri speciale de stabilizare termică. Deci, în versiunea autorului GPA (condensator de buclă C13 KM-5 din grupul M47), acest receptor de 21 MHz, atunci când este alimentat de Krona, menține stația SSB timp de cel puțin o jumătate de oră, adică instabilitate absolută (conform a treia armonică) nu este mai rău de 150-200 Hz! KPI-urile din blocurile VHF ale receptoarelor industriale vechi, care se găsesc încă des pe piețele noastre de radio, sunt foarte convenabile. Acesta este exact ceea ce este folosit în designul autorului. Au un vernier 1:4 încorporat, ceea ce face mult mai ușor să acordați o stație SSB. Pornind ambele secțiuni în paralel, obținem o capacitate de aproximativ 8-34pF. Condensatoarele de întindere C12, C13 servesc pentru așezarea precisă a intervalelor, iar valoarea lor este selectată în funcție de KPI-ul disponibil. Valorile calculate ale condensatoarelor de tracțiune pentru cei mai obișnuiți KPI sunt prezentate în tabelul 1.

Căștile sunt electromagnetice, neapărat de mare rezistență (cu bobine de electromagneți cu o inductanță de aproximativ 0,5H și o rezistență DC de 1500 ... 2200 Ohmi), de exemplu, tipurile TON-1, TON-2, TON-2m, TA -4, TA-56m. Când sunt conectate în serie, adică „+” al unuia este conectat la „-” al celuilalt, au o rezistență totală pentru curent continuu de 3,2-4,4 kOhm, pentru curent alternativ, aproximativ 10-12 kOhm la un frecventa de 1 kHz. Mufa telefonului este înlocuită cu un conector standard cu trei sau cinci pini de la echipamentele de înregistrare a sunetului de uz casnic (SG-3, SG-5 sau altele similare importate) - pe diagrama XS3. Un jumper este instalat între pinii 2 și 3 ai părții pin a conectorului, care servește la conectarea bateriei de alimentare GB1. Când telefoanele sunt deconectate, alimentarea receptorului se va opri automat. Firul pozitiv al telefoanelor este conectat la borna 2 a conectorului, ceea ce va asigura adăugarea fluxurilor magnetice create de curentul de polarizare și magneții permanenți ai telefoanelor.

Conectorul XS3 este conceput pentru a conecta un încărcător sau, în lipsa unei baterii încorporate, o sursă de alimentare externă. Sursa de alimentare este potrivita pentru orice productie industriala sau facuta in casa, asigurand o tensiune stabilizata de + 9 ... 12V la un curent de minim 12-15 mA. Pentru putere autonomă, puteți folosi orice baterii sau acumulatori plasați într-un recipient special. De exemplu, o baterie mică de 8,4 V de dimensiunea unei coroane și o capacitate de 200 mAh este foarte convenabilă, ceea ce este suficient pentru aproape o zi de funcționare continuă a receptorului.

Tranzistoarele moderne cu efect de câmp cu o joncțiune p-n funcționează bine în mixer, cu o capacitate de trecere minimă și o tensiune de tăiere scăzută - BF245A, J (U) 309, KP307A, B, KP303A, B, I. În oscilatorul local, puteți utiliza orice tranzistoare moderne cu efect de câmp cu o joncțiune p-n și o tensiune de tăiere de cel puțin 3,5-4V BF245C.J (U) 310, KP307G, KP303G, D, E, KP302B, V etc.

Ca VT3, VT4, este aplicabil orice siliciu cu un coeficient de transfer de curent mai mic de 100, de preferință cu zgomot redus, de exemplu, KT3102D, E autohton sau 2N3904, BC547-549, 2SC1815 etc.

O vedere a instalației interne este prezentată în Fig. 5. Designul mecanismului de scară este vizibil în fotografie. În partea superioară a panoului frontal este decupată o fereastră dreptunghiulară, în spatele căreia, la o distanță de 1 mm, se fixează o subscara de 15 mm cu șuruburi M1.5. Pe aceleași șuruburi se montează role intermediare din nailon cu diametrul de 4 mm, asigurând deplasarea necesară a cablului. Discul vernier este folosit standard, cu un diametru de 13 mm de la unitățile VHF ale receptoarelor vechi. Scara este liniară, afișând toate cele trei intervale. Axa pe care este fixat butonul de acordare este utilizată dintr-un tip de rezistență variabilă. Din aceeași rezistență s-au folosit elementele de montare a osiilor de pe panoul frontal (vezi Fig. 6).

Pe axă trebuie făcută o mică canelură (cu pilă semicirculară, ținând axa în mandrina burghiului electric), în care este plasat cablul (două ture în jurul axei). Indicatorul de scară este o bucată de sârmă PEV cu un diametru de 0,55 mm.

Stabilire. Un receptor montat corespunzător cu piese reparabile începe să funcționeze, de regulă, prima dată când este pornit. Puteți verifica performanța generală a componentelor principale ale receptorului folosind un multimetru convențional. În primul rând, pornind multimetrul în modul de măsurare a curentului în circuit deschis, verificăm că curentul consumat nu depășește 12-15mA, zgomotul propriu al receptorului ar trebui să se audă în liniște în căști. În plus, prin comutarea multimetrului în modul de măsurare a tensiunii DC, măsuram tensiunea la emițătorul VT4 este de aproximativ 0,5V. Cu un UZCH funcțional, atingerea unei mâini de circuitele sale de intrare ar trebui să provoace apariția unui sunet puternic și mârâit în difuzor. Operabilitatea oscilatorului local este evidențiată de prezența pe porțile VT1, VT2 a unei tensiuni de autopolarizare negativă de ordinul mai multor volți.

Configurarea receptorului este simplă și se reduce la stabilirea frecvenței oscilatorului local în intervalul de 7 MHz și la reglarea circuitelor de intrare PDF la semnalul maxim. Este convenabil să faceți acest lucru folosind un generator de semnal standard (GSS). Comutăm receptorul pe banda de 7 MHz. Reglam GSS-ul la o frecvență de 6,98 MHz și, după ce se stabilește nivelul semnalului său de ieșire de ordinul 30-100mV, îl conectăm la mufa de antenă a receptorului. Transferăm rotorul KPE în poziția de capacitate maximă. Prin setarea comutatorului de gamă în poziția de 7 MHz, prin rotirea miezului bobinei L4 obținem ascultarea semnalului GSS. Dacă aceasta nu reușește, corectăm capacitatea condensatorului C12. După ce am reconstruit receptorul la capătul superior al gamei, ne asigurăm că frecvența superioară de recepție nu este mai mică de 7,18 MHz. Dacă este necesar, obținem acest lucru prin selectarea capacității condensatorului C13. După modificările efectuate, procedura de setare a începutului intervalului trebuie repetată.

Acum puteți începe să evaluați scala mecanică. Este calibrat pe intervalul de 7 MHz folosind GSS cu un interval de 1,2 sau 5 kHz, în funcție de dimensiunile liniare ale scalei în sine. Deoarece nu avem un GPA comutabil, marcarea la scară realizată pe gama de 7 MHz este valabilă și pentru intervalele superioare, desigur, ținând cont de multiplicatorul 2 și 3. Versiunea autorului a marcajului la scară este clar vizibilă în fotografie de apariție.

Reglarea contururilor DFT ar trebui să înceapă din intervalul de 21 MHz. Prin conectarea unui indicator de nivel al semnalului de ieșire (un milivoltmetru AC, un osciloscop sau chiar doar un multimetru în modul de măsurare a tensiunii AC la bornele condensatorului C27) la ieșirea receptorului, setăm frecvența GSS la mijlocul intervalul, adică 21,22 MHz. După acordarea receptorului la semnalul GSS, prin rotirea alternativă a nucleelor ​​bobinelor L2, L3, atingem nivelul maxim al semnalului (volumul maxim de recepție). Pe măsură ce volumul crește, cu ajutorul unui atenuator neted R1, nivelul semnalului la ieșirea ULF trebuie menținut la aproximativ 0,3-0,5 V. maxim și putem trece la următorul interval. Dacă rotația miezului (în ambele direcții) nu reușește să stabilească un maxim clar, adică semnalul continuă să crească, atunci circuitul nostru este configurat incorect și va trebui să fie selectat un condensator. Deci, dacă semnalul continuă să crească atunci când miezul este complet deșurubat, capacitatea condensatorului circuitului C5 (sau C11) trebuie să fie ușor redusă, de regulă (dacă bobina este realizată corect), este suficient să puneți următorul cea mai apropiată valoare. Și din nou verificăm posibilitatea de a regla circuitul de intrare la rezonanță. În schimb, dacă semnalul continuă să scadă atunci când miezul este complet înșurubat, capacitatea condensatorului circuitului C5 (sau C11) trebuie crescută. În mod similar, am configurat circuitele PDF din intervalele de 14 MHz și 7 MHz, setând frecvența GSS la 14,18 și, respectiv, 7,05 MHz, dar numai prin reglarea trimmerelor (nu atingem nucleele bobinelor L2, L3).

Așezarea gamelor și gradarea scalei se poate face și fără GSS, dar avem nevoie de un receptor de control, care poate fi orice receptor care poate fi deservit (comunicare sau difuzare) care are cel puțin o bandă HF largă sau mai multe benzi extinse - nu este critic. Cea mai apropiată de benzile de amatori este banda de difuzare de 41 m, care în receptoarele reale acoperă de obicei frecvențe sub 7100 kHz, cel puțin până la 7000 kHz.

Desigur, cel mai simplu mod de calibrare este cu un receptor de comunicație (în special cu o cântar digitală) sau cu o transmisie AM convertită (cu un detector de tip mixer încorporat). Dacă nu aveți unul, ci doar un receptor AM obișnuit, puteți încerca desigur să auziți prezența unui purtător puternic după ureche, așa cum se recomandă în unele descrieri, dar, sincer, această activitate nu este pentru cei slabi de inimă - este greu de făcut chiar și atunci când cauți frecvența principală GPA, fără a spune despre armonici. Prin urmare, să nu suferim - dacă receptorul de control iubește AM, să-l facem AM! Pentru a face acest lucru (vezi Fig. 1), conectăm ieșirea ULF (colector VT4) la intrarea sa (baza VT3) folosind un condensator auxiliar cu o capacitate de 10-22nF (nu este critic), transformând astfel ULF-ul nostru într-un generator de frecvență, iar mixerul va îndeplini acum (și destul de eficient!) funcții ale modulatorului AM cu aceeași frecvență pe care o auzim la telefoane. Acum, căutarea frecvenței de generare a GPA va fi mult facilitată nu numai la frecvența principală GPA, ci și la armonicile acesteia. Am verificat acest lucru experimental, căutând mai întâi frecvența fundamentală (7 MHz) și a doua armonică a acesteia (14 MHz) în modul receptor de comunicație și apoi în modul AM. Volumul semnalului și comoditatea căutării sunt aproape aceleași, singura diferență este că, în modul AM, datorită lățimii de bandă de modulare largi și lățimii de bandă a IF, precizia determinării frecvenței este puțin mai mică (2- 3%), dar acest lucru nu este foarte critic, deoarece. dacă nu există o scară digitală, eroarea totală de măsurare a frecvenței va fi determinată de precizia scării mecanice a receptorului de control, iar aici eroarea este mult mai mare (până la 5-10%), prin urmare, la calcularea GPA, oferim pentru gama de reglare GPA cu o anumită marjă.

Metoda de măsurare în sine este simplă. Comutăm receptorul pe banda de 7 MHz. Conectam un capăt al unei bucăți mici de fir, de exemplu, una dintre sondele unui multimetru, la mufa antenă externă XW1 a receptorului acordat, iar celălalt capăt la mufa antenă externă a receptorului de control sau pur și simplu plasăm acesta lângă circuitul său de intrare (antenă telescopică). Setând butonul KPE GPA la poziția de capacitate maximă, utilizați butonul de reglare al receptorului pentru a căuta un semnal de ton puternic și determinați frecvența pe scara receptorului. dacă scara receptorului este calibrată în metri ai unei unde radio, atunci pentru a converti la o frecvență în MHz, folosim cea mai simplă formulă F = 300 / L (lungimea de undă în metri).

Puteți discuta despre designul receptorului, vă puteți exprima opinia și sugestiile cu privire la forum

Literatură

1. Polyakov V. Receptor de conversie directă. - Radio, 1977, Nr. 11, p.24.
2. Polyakov V. Un simplu receptor radio de observator cu unde scurte. - Radio, 2003, Nr. 1 p.58-60, Nr. 2 p.58-59
3. Polyakov V. Radioamatori despre tehnica conversiei directe. - M.: Patriot, 1990
4. Ziryukin Yu. Receptor de conversie directă. - Radioamator nr 7, 1995
5. Stepanov B., Shulgin G. Receptor HF cu toate undele „Radio-87VPP” - Radio, 1987 #2, p.19, #3, p.17
6. Belenetsky S. Receptor heterodin cu o singură bandă laterală cu o gamă dinamică mare. - Radio, 2005 Nr. 10, p.61-64, Nr. 11, p.68-71.
7. Grigorov I. Un simplu observator receptor. -Radioconstructor, 1999, Nr.12, p.12-13
8. Belenetsky S. O nouă privire asupra detectorului de amestecare și asupra unor aspecte ale aplicării sale practice - materialele forumului cqham.ru la subiectul „Transceiver modern de conversie directă” http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t =7391&postdays=0&postorder=asc&&start =1860
9. Morozov V. Filtru sincron cu bandă îngustă. Radio, 1972, nr. 11, p. 53-54
10. Polyakov V. Mixer cheie al receptorului heterodin. http://www.cqham.ru/trx83_64.htm
11. 11.Pogosov A. Modulatoare și detectoare pe tranzistoare cu efect de câmp. - Radio, 1981, Nr. 10 p.19
12. Belenetsky S. Construiesc un PPP simplu .

Belenetsky Cu. E. US5MSQG. Lugansk, Ucraina

E plăcut să ne amintim că, conform rezultatelor concursului revistei Radio pentru cea mai bună publicație din 2008, desfășurată după recenziile cititorilor, autorului, adică mie, am primit o diplomă pentru un articol care descrie acest receptor.

Receptorul este proiectat să funcționeze pe frecvențele tuturor benzilor de radio amatori de la 160 de metri la 10 metri. Receptorul este asamblat conform schemei de conversie directă, are o sensibilitate de cel puțin 0,5 μV. Poate primi semnale de la posturi radio care operează prin telefon (SSB) și telegraf (CW). Există trei comenzi ale receptorului - reglabile de către un heterodin condensator cu două secțiuni și circuite de intrare, control al sensibilității, control al volumului.

Poza se poate face clic

Semnalul de la antenă este alimentat la circuitul de intrare, constând dintr-un set de bobine L1-L6 conectate în serie și secțiunea C1.1 a condensatorului variabil C1. Condensatorul C18, conectat în serie cu condensatorul C1.1, reduce suprapunerea capacității sale.

Toate bobinele circuitului de intrare sunt șocuri gata făcute de înaltă frecvență de producție industrială. Nu trebuie ajustate. În procesul de stabilire, reglarea circuitului este efectuată de un condensator trimmer C21.Circuitul este reglat la intervale în salturi folosind secțiunea S1.1 a comutatorului S1 (un comutator biscuit cu plăci ceramice). Reglare lină prin secțiunea C1.1 a unui condensator variabil.

Din circuitul de intrare, semnalul este alimentat la URC pe un tranzistor cu efect de câmp cu dublă poartă VT1 de tip BF966. Aici puteți utiliza și tranzistoare domestice cu efect de câmp cu dublă poartă, de exemplu, KP350. Folosind rezistorul R3, puteți regla tensiunea constantă la a doua poartă VT1, care modifică coeficientul de transfer al cascadei și afectează astfel sensibilitatea.

Este încărcat cu URF de un transformator de înaltă frecvență T1, care este necesar pentru a furniza un semnal RF simetric la intrarea simetrică a convertorului de frecvență de pe cipul A1.

Cipul A1 tip SA612A (sau analogul său NE612) este proiectat pentru convertoarele de frecvență ale căilor de recepție superheterodine ale echipamentelor de comunicație. Aici funcționează aproape pentru scopul propus - un mixer-demodulator. „Aproape” - deoarece frecvența intermediară este zero, adică frecvența intermediară este semnalul AF demodulat.

Oscilatorul local folosește un circuit format din bobine L7-L12 conectate în serie și secțiunea C1.2 a unui condensator variabil C1. Condensatorul C19, conectat în serie cu condensatorul C1.2, își reduce suprapunerea capacității.

Toate bobinele circuitului heterodin sunt șocuri gata făcute de înaltă frecvență de producție industrială. Nu trebuie ajustate. În procesul de stabilire, reglarea circuitului este efectuată de un condensator trimmer C22.Circuitul este reglat la intervale în salturi folosind secțiunea S1.2 a comutatorului S1 (comutator de biscuit cu plăci ceramice). Reglare lină - secțiunea C1.2 a unui condensator variabil.

Datorită faptului că acesta este un receptor cu conversie directă, iar frecvența „intermediară” este practic egală cu de la zero la câțiva kiloherți, reglarea circuitelor heterodine și de intrare este practic aceeași.

Un dezavantaj important al oricărui receptor cu conversie directă este sensibilitatea sa ridicată la interferențe sub formă de pickup-uri de joasă frecvență cu frecvența rețelei, care intră în receptor într-o varietate de moduri. Motivul pentru aceasta constă în însuși principiul de funcționare al receptorului cu conversie directă, câștigul principal are loc la frecvențe joase și, prin urmare, ULF are un câștig mare.

Dar cipul SA612A are o ieșire anti-fază a convertorului de frecvență. Dacă acesta este utilizat împreună cu un ULF cu o intrare anti-fază, atunci se dovedește că ULF are un câștig mare numai atunci când semnalele anti-fază sunt recepționate la intrările sale. Dar la semnalele de mod comun care nu provin de la convertor, ci în alte moduri, este foarte puțin sensibil. Astfel, este posibil să se minimizeze sensibilitatea receptorului la pickup-uri.

Prețul de plătit pentru o astfel de suprimare eficientă a interferențelor este complexitatea controlului volumului, care trebuie să aibă un rezistor variabil dublu (R9).

Bobine L1-L12 - bobine RF gata făcute, achiziționate. Dar dacă se dorește (sau este necesar), acestea pot fi înfășurate independent folosind una dintre formulele de calcul binecunoscute.

Transformatorul RF este înfășurat pe un inel de ferită cu un diametru exterior de 7 mm. Înfășurarea a fost realizată cu un fir PEV 0.23 pliat în jumătate. În total - 50 de ture. Dupa infasurare se taie concluziile si cu ajutorul continuitatii se determina concluziile infasurarilor transformatorului.

Configurarea receptorului constă în reglarea C21 și C22 astfel încât toate benzile să fie acoperite. Mai trebuie să calibrați cântarul. În acest receptor, contururile sunt realizate într-un mod simplificat, astfel încât în ​​fiecare interval suprapunerea are loc cu o marjă mare. Acest dezavantaj, în principiu, poate fi eliminat prin condensatori de corecție suplimentari pentru fiecare domeniu, dar acest lucru va complica foarte mult comutarea.

Receptorul cu conversie directă este realizat după schema clasică, are două benzi HF: 40 și 80 de metri. Este posibil să recepționați stații cu bandă laterală unică (SSB), modulație în amplitudine (AM), semnale telegrafice (CW). Un sintetizator de frecvență este folosit ca oscilator local

Semnalul de intrare de la antenă este alimentat la un preselector cu dublu circuit neacordabil. Comutarea intervalelor se realizează prin comutatorul SA1 de tip P2K (două poziții, trei grupuri). Două grupuri de contacte comutatoare comută preselectorul intervalului selectat, un grup (SA1.2) comută gama de frecvență a sintetizatorului, este alimentat la intrarea sa „BAND” (vezi circuitul sintetizatorului de la legătura specificată). Un amplificator de radiofrecvență este implementat pe VT1, de la ieșirea acestuia semnalul este alimentat la un mixer de diode (VD1, 2. Toate diodele din circuitul 1N4148). Mixerul primește și tensiunea oscilatorului local printr-un transformator T2 (conector X3). Conversia în mixer conform acestei scheme are loc la o frecvență dublă a oscilatorului local, adică, de exemplu, pentru recepție în intervalul 3500-3800 kHz, frecvența reală a oscilatorului local ar trebui să fie 1750-1900 kHz. Într-un receptor cu conversie directă, frecvența intermediară este zero, adică dupa mixer avem imediat un semnal de joasa frecventa. Semnalul audio selectat este trecut printr-un filtru trece-jos L5,C13,C16. Acest filtru este principalul element selectiv al receptorului și determină selectivitatea acestuia. Frecvența de tăiere este de aproximativ 3 kHz. Această lățime de bandă este suficientă pentru a transmite un semnal telefonic cu suficientă inteligibilitate a vorbirii. În continuare, semnalul de joasă frecvență este transmis elementului principal de amplificare al receptorului - ULF, implementat pe tranzistoarele VT2,3,4. Intrarea are un MOSFET pentru controlul electronic al câștigului. Caracteristica de trecere a unui astfel de tranzistor are o formă apropiată de pătratică, prin urmare, atunci când polarizarea DC la poartă se modifică, câștigul cascadei se modifică conform unei legi apropiate de liniară. Reglarea este posibilă atât manuală, cât și automată (AGC). Amplificatorul operațional U1 este folosit ca amplificator AGC. Dezactivarea AGC este efectuată de comutatorul SA2. Control manual al câștigului - R23. Semnalul amplificat de joasă frecvență este alimentat redresorului VD3-VD4, valoarea medie a semnalului este extrasă pe condensatorul C21 și alimentată la amplificatorul AGC, care crește sau scade offset-ul DC al cascadei pe VT2, ajustând astfel câștig și menținerea unui nivel mediu constant al semnalului de joasă frecvență. Semnalul amplificat este transmis la potențiometrul de control al volumului R19 și apoi la ieșirea receptorului. Tensiunea AGC este transmisă la conectorul X6 pentru conectarea unui indicator de putere a semnalului (S-meter). S-metrul digital este implementat în circuitul sintetizatorului.

Pentru a asculta căști, am dezvoltat un circuit simplu amplificator de putere (în esență un amplificator de curent, adept de tensiune), este destul de suficient pentru căști cu impedanță scăzută, care sunt de obicei folosite cu diverse gadget-uri mobile. Circuit amplificator de putere:

Să trecem la construcție.

Articolul 1

Date winder

L1-L4 sunt înfășurate pe rame cu diametrul de 4 mm cu miezuri de ferită de tăiere, închise într-un ecran.

L1, L3 - 17 spire, lungimea înfășurării - 5 mm. Sârmă emailată cu diametrul de 0,2 mm.

L2, L4 - 45 de spire, lungimea înfășurării - 8 mm. Sârmă emailată cu diametrul de 0,1 mm.

T1 - ambele înfășurări de 30 de spire ale oricărui fir pe un inel de ferită 8 * 3,5 * h3,3 (diametrul exterior * diametrul interior * înălțimea inelului în mm) cu o permeabilitate de 50 (datele miezului sunt aproximative, miezurile nu au fost cumpărate în un magazin, au fost luate din folosite la gunoi, am măsurat dimensiunile cu o riglă, permeabilitatea - prin înfășurarea unei bobine de test și măsurarea inductanței). Inductanța fiecărei înfășurări este de aproximativ 20 µH.

T2 - înfășurare primară 20 de spire, secundar - 40 de spire ale oricărui fir pe un inel 8 * 3 * h4.3 cu o permeabilitate de 100. Inductanța înfășurărilor primare și secundare este de aproximativ 30 μH și, respectiv, 120 μH.

Inductor filtru trece-jos L5 - 150 de spire de sârmă emailată cu un diametru de 0,1 mm pe un inel 21 * 9,3 * h7,5 cu o permeabilitate de 2500.

Toți condensatorii din circuit au o tensiune de 16V.

Ansamblul preselectorului este realizat pe o placă separată de circuit imprimat. Există trei plăci în proiect - preselector, cale principală și amplificator de putere.

Am lipit transformatoarele de placa cu un pistol termic. Ulterior, a fost adăugată un deflector de tablă între părțile RF și LF pentru a îmbunătăți imunitatea la zgomot.

Setare

Preselectorul a fost reglat folosind un generator de frecvență de baleiaj. GKCH improvizat este ușor de obținut de la sintetizatorul nostru prin scrierea programului corespunzător. Fișierul GKCH.ino este atașat proiectului. Gama 40/80 este comutată în același mod ca în programul sintetizator. Generatorul este conectat la primul circuit al preselectorului printr-un rezistor în serie de 1 kΩ, ieșirea preselectorului este încărcată cu un rezistor de 1,2 kΩ, apoi sunt conectate un detector de sondă și un osciloscop. Sonda-detectorul este așa, găsit pe Internet:

Ca rezultat, pe ecranul osciloscopului avem „cocoașe” repetate ale răspunsului în frecvență. Prin rotirea nucleelor ​​de acord ale bobinelor corespunzătoare (L1, L3 pentru intervalul de 40 m, L2, L4 - pentru intervalul de 80 m), obținem simetria „cocoașului” răspunsului în frecvență în jurul axei verticale și amplitudinea maximă.

Stabilirea căii principale

Rezistorul R4 setează curentul de repaus VT1 la aproximativ 10 mA, puteți măsura căderea de tensiune pe rezistorul R7, la un curent de 10 mA va scădea aproximativ 0,5 V.

Rezistorul R5 setează modul DC al cascadei la VT2. Oprim AGC, motorul R23 este în poziția extremă dreaptă conform schemei. Tensiunea la scurgerea VT2 ar trebui să fie în jur de 4-5 V.

Rezistorul R11 setează modul DC în cascadă la VT3, 4. Tensiunea la colectorul VT4 ar trebui să fie în jur de 6-7 V.

Configurarea amplificatorului de putere se reduce la setarea curentului de repaus al tranzistorilor selectând R2. Curent de repaus 5-10 mA.

Câteva fotografii ale designului:

În ciuda temerilor, interferența din partea digitală este practic inaudibilă, în ciuda faptului că receptorul este alimentat de o unitate de alimentare cu impulsuri. Am comparat natura interferenței cu un receptor complet analog cu o unitate de alimentare cu transformator - zgomotul este aproape identic. Am făcut conexiunile de-a lungul căii semnalului cu un fir ecranat. În partea dreaptă a carcasei se află ieșirea USB Arduino. În spate - conector de alimentare, antene și potențiometru R1 potrivit. Ca antenă, folosesc o „grindă înclinată” - un fir de cupru lung de aproximativ 20 de metri de la etajul al doilea al unei clădiri înalte până la un copac din apropiere. Ca contragreutate - o conductă de încălzire.

Un fragment al transmisiei (înregistrare la microfonul unui smartphone de pe căștile receptorului): descărcați de pe Google Drive

Lista elementelor radio